CN114079381B - 返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器 - Google Patents

返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器 Download PDF

Info

Publication number
CN114079381B
CN114079381B CN202010835787.9A CN202010835787A CN114079381B CN 114079381 B CN114079381 B CN 114079381B CN 202010835787 A CN202010835787 A CN 202010835787A CN 114079381 B CN114079381 B CN 114079381B
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
circuit
switch
primary
secondary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010835787.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN114079381A (zh
Inventor
林梓诚
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Richtek Technology Corp
Original Assignee
Richtek Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Richtek Technology Corp filed Critical Richtek Technology Corp
Priority to CN202010835787.9A priority Critical patent/CN114079381B/zh
Publication of CN114079381A publication Critical patent/CN114079381A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN114079381B publication Critical patent/CN114079381B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器。该返驰式电源转换电路包含功率变压器、一次侧控制电路、二次侧控制电路以及主动箝位缓冲器。其中，主动箝位缓冲器包括缓冲器开关与控制信号产生电路。控制信号产生电路用以于切换信号的开关周期中的一次侧开关的不导通时段中的一段柔性切换期间，控制缓冲器开关导通，使一次侧开关实现柔性切换。其中柔性切换期间的起始时点根据电流阈值而决定，使得二次侧电流于起始时点不低于电流阈值，进而使得二次侧控制电路于起始时点保持同步整流开关导通。其中，二次侧控制电路于二次侧电流低于电流阈值时，不导通同步整流开关。

Description

返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器
技术领域
本发明涉及一种返驰式电源转换电路，特别是指一种使一次侧开关实现柔性切换的返驰式电源转换电路。本发明还涉及返驰式电源转换电路的主动箝位缓冲器。
背景技术
图1A与图1B揭示一种现有技术的具主动箝位(active clamping)的返驰式电源转换电路(返驰式电源转换电路1)。返驰式电源转换电路1用以将输入电压VI转换为输出电压VO，其包含变压器10、一次侧开关S1、缓冲器开关S2以及缓冲电容Cr。如图1A所示，一次侧开关S1根据一次侧开关控制信号S1C而操作，以切换变压器10中的一次侧绕组W1，而将输入电源转换为输出电源。其中，输入电源包括输入电压VI与输入电流IIN，输出电源包括输出电压VO与输出电流IOUT。其中，二次侧绕组W2于输出节点OUT产生输出电压VO与输出电流IOUT，以供应输出电源给负载电路40。当一次侧开关S1导通时，电能储存于一次侧绕组W1；当一次侧开关S1不导通时，储存于一次侧绕组W1的电能将由一次侧绕组W1转移至二次侧绕组W2，而在输出节点OUT产生输出电压VO。
其中，缓冲器开关S2以及缓冲电容Cr形成一主动箝位支路。请同时参阅图1B，显示一次侧开关控制信号S1C与缓冲器控制信号S2C的信号波形示意图。如图1B所示意，该主动箝位支路于一次侧开关S1不导通时(一次侧开关控制信号S1C为低电位时)导通(缓冲器控制信号S2C为高电位时)，使一次侧绕组W1的漏感Lr于一次侧开关S1导通时(一次侧开关控制信号S1C为高电位时)所储存的能量，可通过此主动箝位支路泄放并储存于缓冲电容Cr之中，以避免一次侧开关S1切换时造成的脉冲电压过高，损坏电路元件。此外，在一次侧开关S1导通之前，可通过储存于缓冲电容Cr中的能量，对一次侧开关S1的寄生电容Coss放电，使得该一次侧开关S1导通时实现柔性切换，在本现有技术中，一次侧开关S1与缓冲器开关S2的切换大致上互为反相，如图1B所示。
需说明的是，激磁电感Lm为一次侧绕组W1中的理想电感，亦即排除漏感Lr的电感，激磁电流Im为流经激磁电感Lm的电流。此外，一次侧电流IP为流经一次侧绕组(包括激磁电感Lm与漏感Lr)的电流。一次侧绕组W1与二次侧绕组W2的圈数比为n：1。一次侧开关的跨压VDS为一次侧开关S1的漏极端与源极端间的电压差。
图1A与图1B中所示的现有技术，其缺点在于，由于缓冲器开关S2与一次侧开关S1导通之间的空滞时间Td(dead time)一般而言为一固定的时间，因此一次侧开关S1的导通时间可能并未落在零电压切换的时间点(即寄生电容Coss放电完毕的时间点)，可能超前或延后，在激磁电感Lm与缓冲电容Cr间形成循环谐振，而造成功率损失。
其他相关的现有技术，请参阅US5570278、CN101572490B以及US9954456。
本发明相较于现有技术，可调整缓冲器开关S2于柔性切换期间中，对应导通的起始时点与结束时点，以确保一次侧开关S1在缓冲期间可实现缓冲效果，而在柔性切换期间实现柔性切换，因而可降低功率损失，而提高电源转换效率。
此外，本发明相较于于图1A与图1B的现有技术，还根据相关于不导通二次侧同步整流开关的电流阈值，而调整柔性切换期间的起始时点与结束时点，以降低输出电流IOUT，在一次侧开关S1不导通时，所造成的功率损耗。
有鉴于此，本发明即针对上述现有技术的不足，提出一种返驰式电源转换电路及其中的主动箝位缓冲器，在以缓冲电容避免损坏电路元件的情况下，又可以降低输出电流所造成的功率损失，以提高功率转换效率。
发明内容
就其中一个观点言，本发明提供了一种返驰式电源转换电路用以转换一输入电压而产生一输出电压，该返驰式电源转换电路包含：一功率变压器，以电性绝缘的方式耦接于该输入电压与该输出电压之间；一一次侧控制电路，用以产生一切换信号，以控制一一次侧开关，而切换该功率变压器的一一次侧绕组，其中该一次侧绕组耦接于该输入电压；一二次侧控制电路，用以根据流经该功率变压器的一二次侧绕组的一二次侧电流，而控制与该二次侧绕组串联的一同步整流开关，且该二次侧控制电路于该二次侧电流低于一电流阈值时，不导通该同步整流开关；以及一主动箝位缓冲器，包括一缓冲器开关与一控制信号产生电路，其中该控制信号产生电路用以于该切换信号的一开关周期中的该一次侧开关的一不导通时段中的一段柔性切换期间，控制该缓冲器开关导通，使该一次侧开关实现柔性切换；其中该缓冲器开关与一缓冲电容串联后，与该一次侧绕组并联；其中，该功率变压器于该一次侧开关导通时感磁，且于该一次侧开关转为不导通时将感磁时所获得的能量传送到该输出电压；其中，该段柔性切换期间的一起始时点根据该电流阈值而决定，使得该二次侧电流于该起始时点不低于该电流阈值，进而使得该二次侧控制电路于该起始时点保持该同步整流开关导通。
就另一观点言，本发明提供了一种主动箝位缓冲器，用于一返驰式电源转换电路之中，该返驰式电源转换电路用以产生一切换信号，以控制一一次侧开关，而切换其中一功率变压器的一一次侧绕组，以将一输入电压转换为一输出电压，该主动箝位缓冲器包含：一缓冲器开关，与一缓冲电容串联后，与该一次侧绕组并联；以及一控制信号产生电路，用以于该切换信号的一开关周期中的该一次侧开关的一不导通时段中的一段柔性切换期间，控制该缓冲器开关导通，使该一次侧开关实现柔性切换；其中，该返驰式电源转换电路中的一二次侧控制电路，用以根据流经该功率变压器的一二次侧绕组的一二次侧电流，而控制与该二次侧绕组串联的一同步整流开关，且该二次侧控制电路于该二次侧电流低于一电流阈值时，不导通该同步整流开关；其中，该段柔性切换期间的一起始时点根据该电流阈值而决定，使得该二次侧电流于该起始时点不低于该电流阈值，进而使得该二次侧控制电路于该起始时点保持该同步整流开关导通。
在一种较佳的实施型态中，该返驰式电源转换电路操作于一边界导通模式(boundary conduction mode,BCM)或一非连续导通模式(discontinuous conductionmode,DCM)。
在一种较佳的实施型态中，该缓冲电容用以于该切换信号的该开关周期中，于该一次侧开关的该不导通时段中，不同于该柔性切换期间的一段缓冲期间，以该一次侧绕组的一漏感电流对该缓冲电容充电，而将该一次侧绕组中的一漏感在该一次侧开关的一导通时段中所储存的电能，传送到该缓冲电容。
在一种较佳的实施型态中，该控制信号产生电路根据该一次侧开关的跨压，适应性调整该段柔性切换期间的一结束时点。
在一种较佳的实施型态中，该控制信号产生电路包括：一二次侧电流仿拟电路，用以根据该一次侧绕组的跨压与该一次侧绕组的一激磁电感值，产生一二次侧电流仿拟信号以仿拟该二次侧电流；以及一比较电路，与该二次侧电流仿拟电路耦接，用以根据该二次侧电流仿拟信号、一一次侧电流的峰值与该电流阈值，而产生一柔性切换期间决定信号，以决定该柔性切换期间的该起始时点与一结束时点；其中，该一次侧电流为该开关周期中，于该一次侧开关的一导通时段中，流经该一次侧绕组的电流。
在一种较佳的实施型态中，该比较电路根据该二次侧电流仿拟信号、该一次侧电流的峰值与该电流阈值，决定该起始时点；且该比较电路根据该二次侧电流仿拟信号与该一次侧电流的峰值，决定该结束时点。
在一种较佳的实施型态中，该二次侧电流仿拟电路包括：一电压电流转换电路，用以产生一充电电流，其具有：一转换电阻；一放大器电路，与该转换电阻耦接，用以根据该一次侧绕组的跨压与该转换电阻的电阻值而产生流经该转换电阻的一转换电流，其中该转换电流正比于该一次侧绕组的跨压；以及一电流镜电路，与该放大器电路耦接，用以根据该转换电流镜射产生一充电电流；以及一仿拟电容，与该电流镜电路耦接，用以根据该充电电流对该仿拟电容充电，以产生该二次侧绕组电流仿拟信号。
在一种较佳的实施型态中，该控制信号产生电路还包括：一取样保持电路，与该比较电路耦接，用以取样并保持该一次侧电流的峰值，产生一结束阈值，以输入该比较电路；以及一偏压电路，与该取样保持电路耦接，用以将该结束阈值与相关于该电流阈值的一偏压值叠加，以产生一起始阈值；其中该比较电路比较该二次侧电流仿拟信号与该起始阈值，而决定该起始时点；其中该比较电路比较该二次侧电流仿拟信号与该结束阈值，而决定该结束时点。
在一种较佳的实施型态中，该二次侧电流仿拟电路还根据于紧接着该柔性切换期间后的一设定期间中，该一次侧开关的跨压，而适应性调整该转换电阻的电阻值及/或该仿拟电容的电容值，使得该一次侧开关实现零电压切换；其中该设定期间相关于该一次侧开关的跨压自该结束时点的一充电电压下降至零电压所需的时间。
在一种较佳的实施型态中，该二次侧电流于该段柔性切换期间不低于该电流阈值，且该二次侧控制电路于该段柔性切换期间，保持该同步整流开关导通。
以下通过具体实施例详加说明，应当更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的功效。
附图说明
图1A与图1B揭示一种现有技术的具主动箝位(active clamping)的返驰式电源转换电路。
图2A显示根据本发明的返驰式电源转换电路的一种实施方式示意图。
图2B与图2C显示根据如图2A所示的实施例的相关信号的信号波形示意图。
图3显示根据本发明的控制信号产生电路的一种实施方式示意图。
图4显示根据本发明的控制信号产生电路的一种较具体实施方式示意图。
图5显示根据本发明的控制信号产生电路51的一种实施方式示意图。
图6显示根据本发明的相关信号的信号波形示意图。
图中符号说明
1,3：返驰式电源转换电路
10：功率变压器
20：一次侧控制电路
30：二次侧控制电路
40：负载电路
50：主动箝位缓冲器
51：控制信号产生电路
511：二次侧电流仿拟电路
513：比较电路
515：取样保持电路
517：偏压电路
5111：电压电流转换电路
5113：电流镜电路
A1,A2,A3：放大器电路
Ci：输入电容
Cr：缓冲电容
Ct：仿拟电容
Coss：寄生电容
D1：寄生二极管
Icg：充电电流
Icr：漏感电流
Icv：转换电流
IDS：电流
IIN：输入电流
Im：电流
IP：一次侧电流
IOUT：输出电流
IS：二次侧电流
Ith：电流阈值
Lm：激磁电感
Lr：漏感
n：圈数比
OUT：输出节点
PWML：脉宽调制信号
Pre_ZCS：起始决定信号
PSN：缓冲脉波
PSS：柔性切换脉波
REF：参考电位
Rt：转换电阻
S1：一次侧开关
S1C：一次侧开关控制信号
S2：缓冲器开关
S2C：缓冲器控制信号
S3：同步整流开关
S3C：同步整流控制信号
S4：开关
S5：晶体管
t1,t2,t3,t4,t4’,t5,t6：时点
Td：空滞时间
TSN：缓冲期间
TSS：柔性切换期间
Vbs：偏压值
Vch：充电电压
Vct：二次侧电流仿拟信号
Vcta,Vctb：电流仿拟信号
Vcr：跨压
VDS：跨压
VI：输入电压
VO：输出电压
Vpk：结束阈值
Vpri：起始阈值
Vro,Vsr：跨压
W1：一次侧绕组
W2：二次侧绕组
ZCS：结束决定信号
具体实施方式
本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。
图2A显示根据本发明的返驰式电源转换电路的一种实施例(返驰式电源转换电路3)。返驰式电源转换电路3包含功率变压器10、一次侧开关S1、缓冲电容Cr、一次侧控制电路20、二次侧控制电路30、同步整流开关S3以及主动箝位缓冲器50。如图2A所示，功率变压器10包含一次侧绕组W1与二次侧绕组W2。一次侧绕组W1耦接于输入电源，其中输入电源包括输入电压VI与输入电流IIN。为便于说明，图2A示出一次侧绕组W1具有漏感Lr与激磁电感Lm。二次侧绕组W2耦接于输出节点OUT。一次侧开关S1耦接于一次侧绕组W1，用以切换一次侧绕组W1以转换输入电源，而使二次侧绕组W2于输出节点OUT产生输出电源以供应给负载电路40；其中，输出电源包括输出电压VO与输出电流IOUT。
需说明的是，一次侧绕组W1具有漏感Lr，在此所谓漏感是指漏电感(leakageinductance)，源于不完全耦合的功率变压器，在实际非理想的功率变压器中，一次侧绕组与二次侧绕组的耦合系数小于1，功率变压器中的部分绕组不会有变压作用，这部份线圈的电感即为漏电感。在理想的情况下，功率变压器的一次侧绕组与二次侧绕组完全耦合(耦合系数等于1，由图2A中的激磁电感Lm所示意)。也就是说，理想的功率变压器中，漏感的电感值为零，但在实际的电路中，理想的功率变压器并不存在；也就是说，在实际的电路中，功率变压器的一次侧绕组必然存在漏感，此为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述。
请继续参阅图2A，并同时参阅图2B，图2B显示根据本发明的相关信号的信号波形示意图。如图2A所示，功率变压器10以电性绝缘的方式耦接于输入电压VI与输出电压VO之间。一次侧控制电路20用以产生切换信号S1C，以控制一次侧开关S1，而切换功率变压器10的一次侧绕组W1，其中一次侧绕组W1耦接于输入电压VI。二次侧控制电路30用以根据流经功率变压器10的二次侧绕组W2的二次侧电流IS(在本实施例中，二次侧电流IS相等于输出电流IOUT)，产生同步整流控制信号S3C，而控制与二次侧绕组W2串联的同步整流开关S3，且二次侧控制电路30于二次侧电流IS(即输出电流IOUT)低于电流阈值Ith时，不导通同步整流开关S3。二次侧控制电路30例如根据同步整流开关S3的跨压Vsr，以对应二次侧电流IS，而据以产生同步整流控制信号S3C。
主动箝位缓冲器50包括缓冲器开关S2与控制信号产生电路51。其中控制信号产生电路51用以于切换信号S1C的一个开关周期(如图2B所示时点t1到t6)中的一次侧开关S1的不导通时段(如图2B所示时点t2到t6)中的一段柔性切换期间TSS(如图2B所示时点t4到t5)，产生缓冲器控制信号S2C中的柔性切换脉波PSS控制缓冲器开关S2导通，使一次侧开关S1实现柔性切换(soft switching)。
其中缓冲器开关S2与缓冲电容Cr串联后，与一次侧绕组W1并联。其中，功率变压器10于一次侧开关S1导通时感磁，且于一次侧开关S1转为不导通时将感磁时所获得的能量传送到输出电压VO。其中，该段柔性切换期间TSS(如图2B所示时点t4到t5)的起始时点(时点t4)根据电流阈值Ith而决定，使得二次侧电流IS(相等于输出电流IOUT)于起始时点(如图2B所示时点t4)不低于电流阈值Ith，进而使得二次侧控制电路30于起始时点(如图2B所示时点t4)保持同步整流开关S3导通。
需说明的是，“柔性切换”是指，在晶体管(例如对应于一次侧开关S1)将导通之前，通过放电电流(例如对应柔性切换期间TSS，导通缓冲器开关S2所产生的流出寄生电容Coss的电流)将该晶体管的寄生电容(例如对应电容Coss)的残存电压，通过无能损放电路径(例如对应于一次侧绕组W1)，放电至较低的电压，并将电荷回充至无能损的元件(如输入电容Ci)中，使得晶体管导通时，其漏源极电压(例如对应于一次侧开关S1的跨压VDS)已先降低为较低的电压，由于其寄生电容(例如对应于一次侧开关S1的寄生电容Coss)所储存的电荷在此过程中不以晶体管的导通电阻放电，可提高电源转换效率。以图2A为例，在一次侧开关S1导通之前，可通过储存于辅助电容器Cr中的能量，对一次侧开关S1的寄生电容Coss放电，使得该一次侧开关S1导通开始时点，一次侧开关S1的跨压VDS大致上降低至零电压，实现柔性切换中的最佳状况，即零电压切换(Zero Voltage Switching,ZVS)。
此外，缓冲电容Cr还用以于切换信号S1C的开关周期(如图2B与图2C所示时点t1到t6)中，于一次侧开关S1的不导通时段(如图2B与图2C所示时点t2到t6)中，不同于柔性切换期间TSS(如图2B所示时点t4到t5)的一段缓冲期间TSN(如图2B所示时点t2到t3)，以控制信号产生电路51所产生的缓冲器控制信号S2C中的缓冲脉波PSN，导通缓冲器开关S2，而以一次侧绕组W1的漏感电流Icr对缓冲电容Cr充电，进而将漏感Lr在一次侧开关S1导通时(如图2B与图2C所示时点t1到t2)所储存的电能，传送到缓冲电容Cr，并避免一次侧开关S1切换时造成的脉冲电压过高，损坏电路元件，并提高缓冲电容Cr的跨压Vcr，用以于后续柔性切换期间TSS，放电寄生电容Coss。
在一种较佳的实施方式中，返驰式电源转换电路3操作于边界导通模式(boundaryconduction mode,BCM)或非连续导通模式(discontinuous conduction mode,DCM)，其中BCM与DCM为本领域技术人员所熟知，在此不予赘述。
以图2A所示的返驰式电源转换电路3为例；如图2A所示，并参考图2C，图2C显示图2B中，切换信号S1C的一个开关周期(如图2C所示时点t1到t6)中，一次侧开关S1的跨压VDS与二次侧电流IS的信号波形示意图。在一种较佳的实施方式中，控制信号产生电路51根据一次侧开关S1的跨压VDS，适应性调整段柔性切换期间TSS(如图2C所示时点t4到t5)的结束时点t5。
当流经二次侧绕组W2的二次侧电流IS低于电流阈值Ith时，二次侧控制电路30不导通与二次侧绕组W2串联的同步整流开关S3，使得二次侧电流IS无法流经同步整流开关S3中的晶体管，而流经同步整流开关S3中的寄生二极管D1。如此一来，在一次侧开关S1导通始点(如图2C所示时点t6)之前(如图2C所示的时点t4’至时点t6间的粗虚线所示意)，二次侧电流IS流经寄生二极管D1，相对于流经晶体管，将造成较高的电能损耗，而降低返驰式电源转换电路3的电能转换效率。
在本实施例中，利用控制缓冲器开关S2的导通时段，亦即控制时点t4与t5，使一次侧开关S1实现柔性切换(soft switching)的同时，即柔性切换期间TSS(如图2B所示时点t4到t5)，同时也利用功率变压器10的电感耦合效应，将二次侧电流IS在时点t4，提高至不低于电流阈值Ith，进而使得二次侧控制电路30于柔性切换期间TSS的起始时点t4仍保持同步整流开关S3导通，使得二次侧电流IS流经同步整流开关S3中的晶体管开关，降低电能损耗，而提高返驰式电源转换电路3的电能转换效率。并根据跨压VDS，适应性调整结束时点t5，以确保一次侧开关S1导通之前，跨压VDS大致上为零电压，以实现柔性切换中，效果最佳的零电压切换。由于一次侧绕组W1、一次侧开关S1、缓冲器开关S2与缓冲电容Cr都为预设元件，因此，在柔性切换期间TSS，缓冲器开关S2导通时，根据时点t4的跨压VDS，可以预测一次侧开关S1的跨压VDS降为零电压的时点。因此，控制信号产生电路51根据时点t4的一次侧开关S1的跨压VDS，适应性调整段柔性切换期间TSS(如图2C所示时点t4到t5)的结束时点t5，可以实现零电压切换，并提高电源转换效率。
根据本发明，以图2A所示的返驰式电源转换电路3为例，二次侧控制电路30用以根据流经功率变压器10的二次侧绕组W2的二次侧电流IS(在本实施例中，二次侧电流IS相等于输出电流IOUT)，而控制与二次侧绕组W2串联的同步整流开关S3，且二次侧控制电路30于二次侧电流IS(即输出电流IOUT)低于电流阈值Ith时，不导通同步整流开关S3。
如图2B所示，返驰式电源供应电路3操作于边界导通模式(Boundary ConductionMode,BCM)。当然，根据本发明，返驰式电源供应电路3也可以操作于非连续导通模式(discontinuous conduction mode,DCM)，只要在切换信号S1C的一个开关周期中，一次侧开关S1的不导通时段中，二次侧电流IS会降至零电流的操作模式，都可适用本发明。
在一种较佳的实施例中，二次侧电流IS于该段柔性切换期间TSS都不低于电流阈值Ith，且二次侧控制电路30于该段柔性切换期间TSS，都保持同步整流开关S3导通。根据本发明，只要在起始时点t4，使二次侧电流IS不低于电流阈值Ith，即可使一次侧开关S1实现柔性切换，并同时使得二次侧电流IS流经同步整流开关S3中的晶体管开关，降低电能损耗，而提高返驰式电源转换电路3的电能转换效率。更佳的实施例，则可进一步将二次侧电流IS于该段柔性切换期间TSS都不低于电流阈值Ith，且二次侧控制电路30于该段柔性切换期间TSS，都保持同步整流开关S3导通，实现更佳的柔性切换与更高的电能转换效率。
需说明的是，因电路零件的本身的寄生效应或是零件间相互的匹配不一定为理想，因此，虽然欲使寄生电容Coss放电至0V，实现零电压切换，但实际可能并无法准确地放电至0V，而仅是接近0V，亦即，根据本发明，可接受由于电路的不理想性而使寄生电容Coss放电后的跨压VDS电压与0V间具有一定程度的误差，此即前述的放电至“大致上”为0V之意，本文中其他提到“大致上”之处亦同。
如图2B所示，缓冲器控制信号S2C、切换信号S1C、流经激磁电感Lm的电流Im、流经一次侧开关S1的电流IDS、二次侧电流IS、流经缓冲电容Cr的电流IC以及一次侧开关的跨压VDS的信号波形如图2B所示意。其中，一次侧绕组W1的跨压Vro为圈数比n乘上输出电压VO，与输出电压VO成正比。
图3显示根据本发明的控制信号产生电路的一种实施方式(控制信号产生电路51)示意图。如图所示，控制信号产生电路51包括二次侧电流仿拟电路511以及比较电路513。二次侧电流仿拟电路511用以根据一次侧绕组W1的跨压Vro与一次侧绕组W1的激磁电感值Lm，产生二次侧电流仿拟信号以仿拟二次侧电流IS。比较电路513与二次侧电流仿拟电路511耦接，用以根据二次侧电流仿拟信号Vct、一次侧电流IP的峰值与电流阈值Ith，而产生柔性切换期间决定信号，以决定柔性切换期间TSS的起始时点t4与结束时点t5。其中，一次侧电流IP为开关周期(如图2B与图2C所示时点t1到t6)中，于一次侧开关S1的导通时段(如图2B与图2C所示时点t1到t2)中，流经一次侧绕组W1的电流，大致上等于流经激磁电感Lm的电流Im。根据电感电流的特性，一次侧电流IP的峰值与二次侧电流IS的峰值成正比，因此，比较电路513根据一次侧电流IP的峰值而得到二次侧电流IS的峰值。
在一种较佳的实施例中，比较电路513根据二次侧电流仿拟信号Vct与一次侧电流IP的峰值而决定结束时点(如图2B与图2C所示时点t5)；且比较电路513根据二次侧电流仿拟信号Vct与起始阈值Vpri而决定起始时点(如图2B与图2C所示时点t4)。其中，起始阈值Vpri是结束阈值Vpk与相关于电流阈值Ith的偏压值Vbs叠加的结果。
图4显示根据本发明的控制信号产生电路51的一种较具体实施方式示意图。如图所示，控制信号产生电路51包括二次侧电流仿拟电路511以及比较电路513。其中，二次侧电流仿拟电路511包括电压电流转换电路5111、仿拟电容Ct以及开关S4。电压电流转换电路5111用以产生充电电流Icg，其具有转换电阻Rt、放大器电路A1与电流镜电路5113。放大器电路A1与转换电阻Rt耦接，用以根据一次侧绕组W1的跨压Vro与转换电阻Rt的电阻值而产生流经转换电阻Rt的转换电流Icv，其中转换电流Icv正比于一次侧绕组W1的跨压Vro。电流镜电路5113与该放大器电路A1耦接，用以根据转换电流Icv镜射产生充电电流Icg。
仿拟电容Ct与电流镜电路5113耦接，用以根据充电电流Icg对仿拟电容Ct充电，以产生二次侧绕组电流仿拟信号Vct。其中，开关S4可以省略，其接受与切换信号S1C大致上同相的脉宽调制信号PWML，以确定一次侧开关S1导通时，比较电路513的一输入端短路至参考电位REF，以于一次侧开关S1导通时，比较电路513的该输入端直接电连接至参考电位REF，以于一次侧开关S1导通时重置二次侧绕组电流仿拟信号Vct。参考电位REF例如可为接地电位。
如图4所示，放大器电路A1与晶体管S5组成单位增益缓冲(unit gain buffer)电路，以根据一次侧绕组W1的跨压Vro产生电流Icv。电流镜电路5113例如包括晶体管S5与一电流源，将电流Icv镜射为充电电流Icg。其中，电流Icv根据转换电阻Rt而调整，因此，可调整转换电阻Rt的电阻值而调整充电电流Icg，进而调整二次侧绕组电流仿拟信号Vct。另外，充电电流Icg对仿拟电容Ct充电，而产生二次侧绕组电流仿拟信号Vct。其中，调整仿拟电容Ct的电容值，也可以调整二次侧绕组电流仿拟信号Vct。
请继续参阅图4，比较电路513包括放大器电路A2与放大器电路A3。放大器电路A2比较二次侧电流仿拟信号Vct与相关于一次侧电流IP的峰值的结束阈值Vpk而产生结束决定信号ZCS，而决定结束时点(如图2B与图2C所示时点t5)。放大器电路A3比较二次侧电流仿拟信号Vct与起始阈值Vpri，产生起始决定信号Pre_ZCS，而决定起始时点(如图2B与图2C所示时点t4)。其中，起始阈值Vpri是由结束阈值Vpk与相关于电流阈值Ith的偏压值Vbs叠加而产生，以使同步整流开关S3于起始时点(如图2B与图2C所示时点t4)保持导通。
图5显示根据本发明的控制信号产生电路51的一种实施方式示意图。本实施例旨在说明，控制信号产生电路51除了包括二次侧电流仿拟电路511以及比较电路513之外，还包括取样保持电路515以及偏压电路517。取样保持电路515与比较电路513耦接，用以取样并保持一次侧电流IP的峰值，产生结束阈值Vpk，以输入比较电路513。偏压电路517与取样保持电路515耦接，用以将结束阈值Vpk与相关于电流阈值Ith的偏压值Vbs叠加，以产生起始阈值Vpri。
图6显示根据本发明的相关信号的信号波形示意图。图6旨在说明根据本发明，控制信号产生电路51还根据于紧接着柔性切换期间TSS后的设定期间Tz中，一次侧开关S1的跨压VDS，而适应性调整转换电阻Rt的电阻值及/或仿拟电容Ct的电容值，使得一次侧开关S1实现零电压切换；其中设定期间Tz相关于一次侧开关S1的跨压VDS自结束时点t5的充电电压Vch下降至零电压所需的时间。
其中充电电压Vch是指，于一次侧开关S1的不导通时段(时点t2至时点t6的期间)中，不同于柔性切换期间TSS的缓冲期间TSN，以一次侧绕组W1的漏感电流Icr对缓冲电容Cr充电后的缓冲电容Cr的跨压Vcr与输入电压VI的和。此跨压Vcr与输入电压VI的和在柔性切换期间TSS，因为缓冲器开关S2的导通，使得缓冲电容Cr与一次侧开关S1电连接，致使一次侧开关S1的跨压VDS在寄生电容上充电后达到充电电压Vch。
在一种较佳的实施例中，于缓冲器开关S2转为不导通的时点t5，到下一次一次侧开关S1转为导通的时点t6，将一次侧开关S1的跨压VDS自前述充电电压Vch通过无能损放电路径(例如对应于一次侧绕组W1)，放电至零电压，并将电荷回充至无能损的元件(如输入电容Ci)中，使得一次侧开关S1导通时，其漏源极电压(例如对应于一次侧开关S1的跨压VDS)已先降低为零电压，由于其寄生电容Coss所储存的电荷在此过程中不以一次侧开关S1的导通电阻放电，可提高电源转换效率。
在图6中，在二次侧电流仿拟信号Vct中，虚线的电流仿拟信号Vcta，示意当柔性切换期间TSS延后的情况。当柔性切换期间TSS延后，会导致一次侧开关S1导通时，一次侧开关S1的跨压VDS仍未放电至零电压，无法实现零电压切换，造成电源转换效率降低。另一方面，在二次侧电流仿拟信号Vct中，虚线的电流仿拟信号Vctb，示意当柔性切换期间TSS提前的情况。当柔性切换期间TSS提前，一方面因为LC电路循环谐振的原因，也会导致一次侧开关S1导通时，一次侧开关S1的跨压VDS仍未放电至零电压，无法实现零电压切换，造成电源转换效率降低；此外，也会造成同步整流开关S3提早不导通，而使得二次侧电流IS流经寄生二极管D1，造成较高的电能损耗，而降低返驰式电源转换电路3的电能转换效率。由于电路元件的特性已知，因此可以计算出设定期间Tz，亦即相关于一次侧开关S1的跨压VDS自结束时点t5的充电电压Vch下降至零电压所需的时间，并据以调整转换电阻Rt的电阻值及/或仿拟电容Ct的电容值，使得一次侧开关S1实现零电压切换。
以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。

Claims (20)

1.一种返驰式电源转换电路，用以转换一输入电压而产生一输出电压，该返驰式电源转换电路包含：
一功率变压器，以电性绝缘的方式耦接于该输入电压与该输出电压之间；
一一次侧控制电路，用以产生一切换信号，以控制一一次侧开关，而切换该功率变压器的一一次侧绕组，其中，该一次侧绕组耦接于该输入电压；
一二次侧控制电路，用以根据流经该功率变压器的一二次侧绕组的一二次侧电流，而控制与该二次侧绕组串联的一同步整流开关，且该二次侧控制电路于该二次侧电流低于一电流阈值时，不导通该同步整流开关；以及
一主动箝位缓冲器，包括一缓冲器开关与一控制信号产生电路，其中，该控制信号产生电路用以于该切换信号的一开关周期中的该一次侧开关的一不导通时段中的一段柔性切换期间，控制该缓冲器开关导通，使该一次侧开关实现柔性切换；
其中，该缓冲器开关与一缓冲电容串联后，与该一次侧绕组并联；
其中，该功率变压器于该一次侧开关导通时感磁，且于该一次侧开关转为不导通时将感磁时所获得的能量传送到该输出电压；
其中，该段柔性切换期间的一起始时点根据该电流阈值而决定，使得该二次侧电流于该起始时点不低于该电流阈值，进而使得该二次侧控制电路于该起始时点保持该同步整流开关导通。
2.权利要求1所述的返驰式电源转换电路，其中，该返驰式电源转换电路操作于一边界导通模式或一非连续导通模式。
3.权利要求1所述的返驰式电源转换电路，其中，该缓冲电容用以于该切换信号的该开关周期中，于该一次侧开关的该不导通时段中，不同于该柔性切换期间的一段缓冲期间，以该一次侧绕组的一漏感电流对该缓冲电容充电，而将该一次侧绕组中的一漏感在该一次侧开关的一导通时段中所储存的电能，传送到该缓冲电容。
4.权利要求1所述的返驰式电源转换电路，其中，该控制信号产生电路根据该一次侧开关的跨压，适应性调整该段柔性切换期间的一结束时点。
5.权利要求1所述的返驰式电源转换电路，其中，该控制信号产生电路包括：
一二次侧电流仿拟电路，用以根据该一次侧绕组的跨压与该一次侧绕组的一激磁电感值，产生一二次侧电流仿拟信号以仿拟该二次侧电流；以及
一比较电路，与该二次侧电流仿拟电路耦接，用以根据该二次侧电流仿拟信号、一一次侧电流的峰值与该电流阈值，而产生一柔性切换期间决定信号，以决定该柔性切换期间的该起始时点与一结束时点；
其中，该一次侧电流为该开关周期中，于该一次侧开关的一导通时段中，流经该一次侧绕组的电流。
6.权利要求5所述的返驰式电源转换电路，其中，该比较电路根据该二次侧电流仿拟信号、该一次侧电流的峰值与该电流阈值，决定该起始时点；且该比较电路根据该二次侧电流仿拟信号与该一次侧电流的峰值，决定该结束时点。
7.权利要求5所述的返驰式电源转换电路，其中，该二次侧电流仿拟电路包括：
一电压电流转换电路，用以产生一充电电流，其具有：
一转换电阻；
一放大器电路，与该转换电阻耦接，用以根据该一次侧绕组的跨压与该转换电阻的电阻值而产生流经该转换电阻的一转换电流，其中，该转换电流正比于该一次侧绕组的跨压；以及
一电流镜电路，与该放大器电路耦接，用以根据该转换电流镜射产生一充电电流；以及
一仿拟电容，与该电流镜电路耦接，用以根据该充电电流对该仿拟电容充电，以产生该二次侧绕组电流仿拟信号。
8.权利要求6所述的返驰式电源转换电路，其中，该控制信号产生电路还包括：
一取样保持电路，与该比较电路耦接，用以取样并保持该一次侧电流的峰值，产生一结束阈值，以输入该比较电路；以及
一偏压电路，与该取样保持电路耦接，用以将该结束阈值与相关于该电流阈值的一偏压值叠加，以产生一起始阈值；
其中，该比较电路比较该二次侧电流仿拟信号与该起始阈值，而决定该起始时点；
其中，该比较电路比较该二次侧电流仿拟信号与该结束阈值，而决定该结束时点。
9.权利要求7所述的返驰式电源转换电路，其中，该二次侧电流仿拟电路还根据于紧接着该柔性切换期间后的一设定期间中，该一次侧开关的跨压，而适应性调整该转换电阻的电阻值及/或该仿拟电容的电容值，使得该一次侧开关实现零电压切换；
其中，该设定期间相关于该一次侧开关的跨压自该结束时点的一充电电压下降至零电压所需的时间。
10.权利要求1所述的返驰式电源转换电路，其中，该二次侧电流于该段柔性切换期间不低于该电流阈值，且该二次侧控制电路于该段柔性切换期间，保持该同步整流开关导通。
11.一种主动箝位缓冲器，用于一返驰式电源转换电路的中，该返驰式电源转换电路用以产生一切换信号，以控制一一次侧开关，而切换其中一功率变压器的一一次侧绕组，以将一输入电压转换为一输出电压，该主动箝位缓冲器包含：
一缓冲器开关，与一缓冲电容串联后，与该一次侧绕组并联；以及
一控制信号产生电路，用以于该切换信号的一开关周期中的该一次侧开关的一不导通时段中的一段柔性切换期间，控制该缓冲器开关导通，使该一次侧开关实现柔性切换；
其中，该返驰式电源转换电路中的一二次侧控制电路，用以根据流经该功率变压器的一二次侧绕组的一二次侧电流，而控制与该二次侧绕组串联的一同步整流开关，且该二次侧控制电路于该二次侧电流低于一电流阈值时，不导通该同步整流开关；
其中，该段柔性切换期间的一起始时点根据该电流阈值而决定，使得该二次侧电流于该起始时点不低于该电流阈值，进而使得该二次侧控制电路于该起始时点保持该同步整流开关导通。
12.权利要求11所述的主动箝位缓冲器，其中，该返驰式电源转换电路操作于一边界导通模式或一非连续导通模式。
13.权利要求11所述的主动箝位缓冲器，其中，该缓冲电容用以于该切换信号的该开关周期中，于该一次侧开关的该不导通时段中，不同于该柔性切换期间的一段缓冲期间，以该一次侧绕组的一漏感电流对该缓冲电容充电，而将该一次侧绕组中的一漏感在该一次侧开关的一导通时段中所储存的电能，传送到该缓冲电容。
14.权利要求11所述的主动箝位缓冲器，其中，该控制信号产生电路根据该一次侧开关的跨压，适应性调整该段柔性切换期间的一结束时点。
15.权利要求11所述的主动箝位缓冲器，其中，该控制信号产生电路包括：
一二次侧电流仿拟电路，用以根据该一次侧绕组的跨压与该一次侧绕组的一激磁电感值，产生一二次侧电流仿拟信号以仿拟该二次侧电流；以及
一比较电路，与该二次侧电流仿拟电路耦接，用以根据该二次侧电流仿拟信号、一一次侧电流的峰值与该电流阈值，而产生一柔性切换期间决定信号，以决定该柔性切换期间的该起始时点与一结束时点；
其中，该一次侧电流为该开关周期中，于该一次侧开关的一导通时段中，流经该一次侧绕组的电流。
16.权利要求15所述的主动箝位缓冲器，其中，该比较电路根据该二次侧电流仿拟信号、该一次侧电流的峰值与该电流阈值，决定该起始时点；且该比较电路根据该二次侧电流仿拟信号与该一次侧电流的峰值，决定该结束时点。
17.权利要求15所述的主动箝位缓冲器，其中，该二次侧电流仿拟电路包括：
一电压电流转换电路，用以产生一充电电流，其具有：
一转换电阻；
一放大器电路，与该转换电阻耦接，用以根据该一次侧绕组的跨压与该转换电阻的电阻值而产生流经该转换电阻的一转换电流，其中，该转换电流正比于该一次侧绕组的跨压；以及
一电流镜电路，与该放大器电路耦接，用以根据该转换电流镜射产生一充电电流；以及
一仿拟电容，与该电流镜电路耦接，用以根据该充电电流对该仿拟电容充电，以产生该二次侧绕组电流仿拟信号。
18.权利要求16所述的主动箝位缓冲器，其中，该控制信号产生电路还包括：
一取样保持电路，与该比较电路耦接，用以取样并保持该一次侧电流的峰值，产生一结束阈值，以输入该比较电路；以及
一偏压电路，与该取样保持电路耦接，用以将该结束阈值与相关于该电流阈值的一偏压值叠加，以产生一起始阈值；
其中，该比较电路比较该二次侧电流仿拟信号与该起始阈值，而决定该起始时点；
其中，该比较电路比较该二次侧电流仿拟信号与该结束阈值，而决定该结束时点。
19.权利要求17所述的主动箝位缓冲器，其中，该二次侧电流仿拟电路还根据于紧接着该柔性切换期间后的一设定期间中，该一次侧开关的跨压，而适应性调整该转换电阻的电阻值及/或该仿拟电容的电容值，使得该一次侧开关实现零电压切换；
其中，该设定期间相关于该一次侧开关的跨压自该结束时点的一充电电压下降至零电压所需的时间。
20.权利要求11所述的主动箝位缓冲器，其中，该二次侧电流于该段柔性切换期间不低于该电流阈值，且该二次侧控制电路于该段柔性切换期间，保持该同步整流开关导通。
CN202010835787.9A 2020-08-19 2020-08-19 返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器 Active CN114079381B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010835787.9A CN114079381B (zh) 2020-08-19 2020-08-19 返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010835787.9A CN114079381B (zh) 2020-08-19 2020-08-19 返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN114079381A CN114079381A (zh) 2022-02-22
CN114079381B true CN114079381B (zh) 2023-06-27

Family

ID=80282219

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010835787.9A Active CN114079381B (zh) 2020-08-19 2020-08-19 返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114079381B (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107431438A (zh) * 2016-03-01 2017-12-01 雅达电子国际有限公司 包括基于次级侧信号受控的初级侧箝位电路的开关模式电源
CN107979287A (zh) * 2016-10-25 2018-05-01 万国半导体(开曼)股份有限公司 用于主开关切换转换的零电压开关式逆变器
US10177670B1 (en) * 2017-10-16 2019-01-08 Richtek Technology Corporation Flyback power converter circuit with active clamping and conversion control circuit and control method thereof
CN109217678A (zh) * 2017-07-07 2019-01-15 半导体组件工业公司 有源箝位反激电源转换器及其控制方法和半导体器件
CN110365214A (zh) * 2018-04-09 2019-10-22 意法半导体股份有限公司 利用降低的电流进行有源钳位反激式转换器控制
US10523127B1 (en) * 2019-04-30 2019-12-31 Navitas Semiconductor, Inc. Output clamped flyback converter

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107431438A (zh) * 2016-03-01 2017-12-01 雅达电子国际有限公司 包括基于次级侧信号受控的初级侧箝位电路的开关模式电源
CN107979287A (zh) * 2016-10-25 2018-05-01 万国半导体(开曼)股份有限公司 用于主开关切换转换的零电压开关式逆变器
CN109217678A (zh) * 2017-07-07 2019-01-15 半导体组件工业公司 有源箝位反激电源转换器及其控制方法和半导体器件
US10177670B1 (en) * 2017-10-16 2019-01-08 Richtek Technology Corporation Flyback power converter circuit with active clamping and conversion control circuit and control method thereof
CN110365214A (zh) * 2018-04-09 2019-10-22 意法半导体股份有限公司 利用降低的电流进行有源钳位反激式转换器控制
US10523127B1 (en) * 2019-04-30 2019-12-31 Navitas Semiconductor, Inc. Output clamped flyback converter

Also Published As

Publication number Publication date
CN114079381A (zh) 2022-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108352787B (zh) 反激变换器
US7965523B2 (en) Switching power supply device
US8988901B2 (en) Switching power supply device
US7149097B1 (en) AC/DC converter with power factor correction
US20210006172A1 (en) Switching control circuit, switching control method and flyback converter thereof
US6906930B2 (en) Structure and method for an isolated boost converter
US11437916B2 (en) Adaptive zero voltage switching control
US20070217234A1 (en) Switching Power Supply
CN110661427B (zh) 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
CN101728958A (zh) 尾电流控制隔离式转换器的方法及控制装置
KR100681689B1 (ko) 스위칭 전원장치
US20100328971A1 (en) Boundary mode coupled inductor boost power converter
US9160234B2 (en) Switching power supply apparatus
TW201018062A (en) Control circuit having off-time modulation to operate power converter at quasi-resonance and in continuous current mode
US9001538B2 (en) Switching power supply apparatus
CN114123784B (zh) 谐振半桥返驰电源供应器及其一次侧控制电路与控制方法
CN113726165A (zh) 反激变换器及反激变换器的控制方法
US11545909B2 (en) Flyback power converter and active clamp snubber thereof
CN114079381B (zh) 返驰式电源转换电路及其主动箝位缓冲器
JP6393962B2 (ja) スイッチング電源装置
US9397575B2 (en) Switching power supply device
KR101456654B1 (ko) 공용코어 역률보정 공진 컨버터
Bagawade et al. Novel high-gain hybrid current-driven DC-DC converter topology
US20190267901A1 (en) Forward Mode Soft Switching Resonant Converter
JP2002044946A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant