CN113726165A - 反激变换器及反激变换器的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器及反激变换器的控制方法，反激变换器包括：变压器；功率开关管；驱动器；同步整流管；反馈控制模块，其中，反馈控制模块用于在新的开关周期开启时输出原边开通信号；在每个开关周期内，反馈控制模块用于根据同步整流管两端的电压以及反激变换器的输出电压控制原边功率开关管的关断。该反激变换器只需要通过一个隔离器件，即可实现无损的等效峰值电流控制，及原副边的驱动互锁，且同步整流管在控制上也无需降低驱动电压就能有效的防止原边与副边的驱动共通，进一步提高了***效率和可靠性。

Description

反激变换器及反激变换器的控制方法
技术领域
本发明涉及功率变换器技术领域，具体涉及一种反激变换器及反激变换器的控制方法。
背景技术
反激变换器是一种绝缘式功率转换器，常用于输入和一个或多个输出之间的电流绝缘的交流至直流和直流至直流之间的转换。为了提高效率，一些反激变换器可以执行同步整流(或者称为“动态整流”)技术，并且在变换器的副边部分包括同步整流管(SR)控制器用于控制SR切换元件如同步整流管，如图1所示，图1示出现有的一种反激变换器的结构示意图。
参见图1，传统的反激变换器，通过原边控制器3控制原边功率开关SW的开通和关断，副边电压反馈信号通过光耦器件51传递到原边控制器3。反激变换器副边部分的同步整流控制器4为了能兼容CCM模式(Continuous Current Mode，连续导通模式，或称“不完全能量转换模式”)以及DCM模式(Discontinuous Current Mode，断续导通模式，或称“完全能量转换模式”)，在控制方法上，当同步整流管SR流过的电流变小时，开始降低驱动电压，从而减小CCM模式下的共通时间来减小器件的应力。但是降低驱动电压这种做法，会带来效率的损失。
针对以上效率损失的问题，现有解决方案是增加一个隔离器件41进行同步整流控制器4的驱动信号和原边驱动信号的互锁，从而解决CCM模式下的同步整流管SR和功率开关SW的共通问题，使得同步整流控制器4在控制策略上无需降低驱动电压，优化了***效率。但是该解决方案会在反激变换器中额外的增加一个隔离器件，增加了成本和体积，使得反激变换器的应用受到限制。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器及反激变换器的控制方法，只需要通过一个隔离器件，即可实现无损的等效峰值电流控制，及原副边的驱动互锁，且同步整流管在控制上也无需降低驱动电压就能有效的防止原边与副边的驱动共通，进一步提高了***效率和可靠性。同时也能够在无采样电阻的情况下实现反激变换器的等效峰值电流控制，在保证***高效率的情况下进一步的减少了***损耗，电路结构简单。
根据本公开第一方面，提供了一种反激变换器，包括：包含有原边绕组和副边绕组的变压器；
连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
连接所述副边绕组的同步整流管和电压输出电路；
与所述功率开关管连接的驱动器；
分别与所述同步整流管和所述反激变换器的输出端连接的反馈控制模块；以及
分别与所述驱动器和所述反馈控制模块连接的隔离元件，
其中，所述反馈控制模块包括：
原边控制信号生成单元，用于在所述反激变换器新的开关周期开启时输出原边开通信号至所述驱动器，以及在每个开关周期内，根据所述同步整流管两端的电压以及所述反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对所述待比较电压与基准电压的比较结果生成原边关断信号至所述驱动器；
所述驱动器用于根据所述原边开通信号实现对所述功率开关管的导通控制，以及根据所述原边关断信号实现对所述功率开关管的关断控制。
可选地，所述反激变换器的控制方式为定频控制，所述反激变换器每一开关周期的开启时刻固定；或者
所述反激变换器的控制方式为变频控制，所述原边控制信号生成单元包括：
过零检测单元，用于对所述副边绕组进行过零检测，以确定新的开关周期的开启时刻。
可选地，所述原边控制信号生成单元还包括：
采样单元，用于对所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压进行采样；
计算单元，用于按照预设公式对所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压进行计算，以获得压控电压；
第一电容；
压控电流源，压控输入端接收所述压控电压，所述压控电流源的输出端连接至所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接至参考地；
比较器，同相输入端与所述第一电容的第一端连接，反相输入端接收所述基准电压，输出端与所述隔离器件的输入端连接，
其中，所述第一电容的第一端的电压为所述待比较电压。
可选地，所述基准电压为误差放大信号，以及所述反馈控制模块还包括：
误差放大信号生成单元，与所述反激变换器的输出端连接，用于根据所述反激变换器的输出电压生成所述误差放大信号；或者
所述基准电压为电压型控制基准信号，以及所述反馈控制模块还包括：
电压转换单元，用于根据预设的关系曲线将误差放大信号转换为所述电压型控制基准信号。
可选地，所述原边控制信号生成单元还包括：模式检测单元和切换开关，
所述模式检测单元用于在所述功率开关管的关断期间检测所述同步整流管的源漏电压以及所述反激变换器的输出电压，并在检测到所述同步整流管的源漏电压大于所述反激变换器的输出电压时生成导通信号至所述切换开关；
所述切换开关的第一通路端与所述第一电容的第一端连接，第二通路端与所述第一电容的第二端连接，控制端与所述模式检测单元连接，所述切换开关用于在接收到所述导通信号的情况下导通以对所述第一电容进行电压复位。
可选地，在所述模式检测单元于所述功率开关管的关断期间检测到所述同步整流管的源漏电压小于或等于所述反激变换器的输出电压的情况下，所述反馈控制模块还包括：采样保持单元和初始值获取单元，
所述采样保持单元用于在所述同步整流管的关断时刻采样所述同步整流管的源漏电压，并基于所述同步整流管的源漏电压获得该关断时刻所述同步整流管的电流信息；
所述初始值获取单元用于根据所述采样保持单元采样到的所述同步整流管的源漏电压或者所述同步整流管的电流信息获得下个开关周期内所述第一电容两端的电压的初始值，
其中，所述初始值等于所述同步整流管的源漏电压乘以预设比例系数。
可选地，所述压控电压等于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压的差值。
可选地，所述反激变换器还包括：
采样电阻，连接于所述功率开关管与参考地之间。
可选地，所述隔离元件包括：隔离变压器、光耦器件、隔离电容以及隔离芯片中的任一。
可选地，所述反馈控制模块还包括：
副边控制信号生成单元，用于根据所述同步整流管的两功率端电压生成副边开通信号和第一副边关断信号的其中之一；
驱动互锁单元，用于在接收到所述原边开通信号时生成第二副边关断信号，
其中，所述同步整流管在接收到所述副边开通信号时导通，在接收到所述第一副边关断信号和所述第二副边关断信号的其中任一时关断。
根据本公开第二方面，提供了一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，该控制方法包括：
在所述反激变换器的每一开关周期的开启时刻于所述反激变换器的副边部分生成原边开通信号；
在每一开关周期内，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对所述待比较电压与基准电压的比较结果于所述反激变换器的副边部分生成原边关断信号；
将所述原边开通信号和所述原边关断信号经由同一隔离元件传输至所述反激变换器的原边部分，间隔的控制所述功率开关管的导通与关断；以及
在每一开关周期内，对所述同步整流管的两功率端的电压进行采样，并根据采样结果和所述原边开通信号控制所述同步整流管的导通与关断。
可选地，在每一开关周期内，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对所述待比较电压与基准电压的比较结果于所述反激变换器的副边部分生成原边关断信号包括：
在每一开关周期内，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压对第一电容充放电，并在所述第一电容两端的电压大于基准电压的情况下于所述反激变换器的副边部分生成原边关断信号。
可选地，当所述反激变换器的控制方式为定频控制时，所述反激变换器每一开关周期的开启时刻固定；
当所述反激变换器的控制方式为变频控制时，对所述副边绕组进行过零检测，并根据过零检测结果确定每一开关周期的开启时刻。
可选地，所述基准电压为根据所述反激变换器的输出电压获得的误差放大信号；或者
所述基准电压为在获得误差放大信号后，根据预设的关系曲线对所述误差放大信号转换后获得的电压型控制基准信号。
可选地，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压对第一电容充放电包括：
采样获得所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压；
按照预设公式对所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压进行计算，以获得压控电压；
根据压控电压控制压控电流源对所述第一电容充放电。
可选地，在生成原边开通信号之前，所述控制方法还包括：
根据所述同步整流管的两功率端的电压和所述反激变换器的输出电压判断所述反激变换器的工作模式，并在判定所述反激变换器工作于DCM模式的情况下，对所述第一电容两端的电压进行电压复位。
可选地，根据采样结果和所述原边开通信号控制所述同步整流管的导通与关断包括：
判断所述同步整流管的两功率端的电压是否满足关断条件，并在判定满足关断条件的情况下控制所述同步整流管关断；或者
在检测到所述原边开通信号生成的情况下控制所述同步整流管关断。
本发明的有益效果是：本发明公开了一种反激变换器及反激变换器的控制方法，该反激变换器通过设置在副边的反馈控制模块同时实现对原边功率开关管和副边同步整流管的导通/关断控制，因此在驱动过程中只需要一个隔离器件来实现原边驱动信号由副边至原边的传输即可，无需额外的隔离器件就可以很方便的在副边实现原副边的驱动互锁，且同步整流管在控制上也无需降低驱动电压就能有效的防止原边与副边的驱动共通，进一步提高了***效率和可靠性。同时，设置在副边的反馈控制模块通过基于同步整流管两端的电压和反激变换器的输出电压获得待比较电压，进而与基准电压进行比较的方式来产生原边关断信号，能够在无采样电阻的情况下实现反激变换器的等效峰值电流控制，在保证***高效率的情况下进一步的减少了***损耗，电路结构简单。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。
图1示出现有的一种反激变换器的结构示意图；
图2示出根据本公开实施例提供的反激变换器的结构示意图；
图3示出根据本公开实施例提供的反馈控制模块的结构框图；
图4示出根据本公开实施例提供的原边控制信号生成单元的结构示意图；
图5示出根据本公开实施例提供的误差放大信号与电压型控制基准信号间的关系曲线示意图；
图6示出根据本公开实施例提供的反激变换器中部分信号的时序波形图；
图7示出根据本公开实施例提供的CCM模式下反激变换器中部分信号的时序波形图；
图8示出根据本公开实施例提供的反激变换器的控制方法的流程框图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
下面，参照附图对本发明进行详细说明。
如图1所示，现有的反激变换器在驱动过程中，设置于副边的反馈控制环路5通过光耦隔离器件51将得到的误差放大信号COMP传递到设置于原边的驱动器3的COMP管脚，原边的驱动器3根据该误差放大信号COMP以及在采样电阻Rs上采样获得的采样电压生成原边驱动信号从而控制原边的功率开关管SW的导通与关断。设置于副边的同步整流控制器4根据对同步整流管SR两功率端的电压Vds_SR和/或输出电压Vo的采样结果生成副边控制信号从而驱动副边的同步整流管SR。同时，为实现功率开关管SW和同步整流管SR的驱动互锁，防止原边与副边的驱动共通，原边的驱动器3上设置有同步管脚SYNC，该SYNC管脚通过另一隔离器件41将驱动器3生成的原边控制信号传输至副边的同步整流控制器4，来实现对副边控制信号的调整调整副边的控制信号以驱动副边功率。然而，隔离器件41、51及附属的电路结构增加了***的成本和尺寸，使得反激变换器的应用受到限制。
针对上述问题，本发明提供了一种反激式变换器，如图2所示，本公开实施中，该反激变换器包括：包含有原边绕组NP和副边绕组NS的变压器TR，连接原边绕组NP的电压输入电路，连接副边绕组NS的电压输出电路，以及功率开关管SW、驱动器3、同步整流管SR反馈控制模块7和隔离元件71。
其中，电压输入电路包括整流器2和输入电容C1，整流器2可通过第一连接端口1与电源连接，方便电源提供电能至反激变换器。该电源可以包括但不限于，电网、发电机、变压器、电池、太阳能板、风力涡轮、再生制动***、液压或风力发电机，或能够将电能提供至反激变换器的任何其它形式的装置。
进一步地，电压输入电路还包括在变压器TR的初级绕组NP的同名端和异名端之间还设置有第二电阻R1、第一电容C2和第一二极管D1。其中，第二电阻R1和第一电容C2相互并联后连接于初级绕组NP的异名端与第一二极管D1的阴极之间，第一二极管D1的阳极与初级绕组NP的同名端连接。如此，能够吸收初级绕组NP的漏感电流，提高了变压器性能。
电压输出电路包括输出电容Co，该输出电容Co可通过第二连接端口6与负载连接，负载接收反激变换器转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器的子部件、反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
在图2中，负载等效的表示为负载电阻RL，并以虚线表示。
功率开关管SW的第一功率端与原边绕组NP的同名端连接，其第二功率端与参考地连接。在一个可能的实施例中，功率开关管SW如采用NMOS的场效应晶体管，其第一功率端为NMOS的场效应晶体管的漏极，其第二功率端为NMOS的场效应晶体管的源极，其控制端为NMOS的场效应晶体管的栅极。
驱动器3包括DRV(控制信号输出)管脚、GND(接地)管脚和Drv_in(驱动信号输入)管脚。驱动器3的DRV管脚与功率开关管SW的控制端连接连接，GND管脚与参考地连接，Drv_in管脚与隔离元件71的输出端连接。
同步整流管SR连接于副边绕组NS的异名端与参考地之间。在一个可能的实施例中，同步整流管SR如采用NMOS的场效应晶体管，其漏极与副边绕组NS的异名端连接，其源极与参考地连接。
反馈控制模块7的第一输入端与副边绕组NS的异名端即同步整流管SR的漏极连接，其第二输入端与参考地即同步整流管SR的源极连接，其第三输入端与反激变换器的输出端连接，其第一输出端与同步整流管SR的栅极连接，其第二输出端与隔离元件71的输入端连接。
可选地，隔离元件71可选用隔离变压器、光耦器件、隔离电容以及隔离芯片中的任一。通过隔离元件7，可实现反馈控制模块7的第二输出端至驱动器3的Drv_in管脚的信号传输。
如图3所示，本公开中，反馈控制模块7中设置有原边控制信号生成单元72和副边控制信号生成单元73。其中，副边控制信号生成单元73用于生成对应的副边控制信号。具体的，副边控制信号生成单元73用于在反激变换器的每个开关周期内对同步整流管SR的两功率端电压Vds_SR进行采样，并根据采样结果即电压Vds_SR的电压变化情况对应生成副边开通信号和第一副边关断信号的其中之一至同步整流管SR，以实现对同步整流管SR的导通或关断控制。通过对同步整流管SR的两功率端电压Vds_SR采样进而生成副边开通信号和副边关断信号的方法以及具体电路结构可以通过现有技术实现，此处不再详述。
原边控制信号生成单元72用于生成对应的原边控制信号PWM1。具体的，原边控制信号生成单元72用于在反激变换器新的开关周期开启时输出原边开通信号至驱动器3，驱动器3用于根据原边开通信号实现对功率开关管SW的导通控制；原边控制信号生成单元72还用于在每个开关周期内，根据同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo获得待比较电压，并根据待比较电压与基准电压的比较结果输出原边关断信号至驱动器3，驱动器3用于根据原边关断信号实现对功率开关管SW的关断控制。
设置在反激变换器副边的反馈控制模块7可以同时实现对功率开关管SW和同步整流管SR的导通/关断控制，原边的驱动器3实际只需实现电平转换功能即将反馈控制模块7生成的原边开通/关断信号转换成能够控制功率开关管SW导通/关断的合适电压信号即可，因此在驱动过程中只需要一个隔离器件71来实现原边驱动信号(包括原边开通信号和原边关断信号)由副边至原边的传输即可。在实现原副边的驱动互锁时，无需额外的隔离器件来实现原边驱动信号由原边至副边的传输就能有效的防止原边与副边的驱动共通，且同步整流管SR在控制上也无需降低驱动电压，进一步提高了***效率和可靠性，同时也在一定程度的简化了对原边驱动器3的设计要求。
具体地，本公开中反激变换器可工作于定频模式或变频模式，在反激变换器的开关控制频率已知的情况下，反激变换器每一开关周期的开启时刻固定，进而反馈控制模块7可以根据反激变换器的开关控制频率需求，在对应的时间点生成原边开通信号PWM1_on，表征新的开关周期的开启。同时，当反激变换器为QR(Quasi-resonant，反激准谐振)或ZVS(zero voltage switching，零电压开关)等变频控制时，也可在反馈控制模块7中设置过零检测单元721来对副边绕组NS进行过零检测，根据过零检测结果确定新的开关周期的开启时刻，如图4所示。其中，根据过零检测单元721来确定新的开关周期的开启时刻的方法以及具体电路结构可以通过现有技术实现，此处不再详述。
示例性的，在本公开一个可能的实施例中，为通过同步整流管两端的电压和反激变换器的输出电压对电容进行充放电的方式来获得的待比较电压，具体可参考图4及其相关描述。而在本公开的其它实施例中，也可以通过对同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo进行合理的计算获得随时间变化的待比较电压，进而在无需采样电阻的情况下实现对反激变换器原副边的通断控制。
如图4所示，原边控制信号生成单元72还包括：第一电容C3、比较器U1、压控电流源I1和切换开关Q1。压控电流源I1的压控输入端接收压控电压，压控电流源I1的输出端连接至第一电容C3的第一端，第一电容C3的第二端连接至参考地；比较器U1的同相输入端与第一电容C3的第一端连接，比较器U1的反相输入端接收基准电压，比较器U1的输出端与隔离器件71的输入端连接，以根据不同的比较结果输出对应的原边关断信号PWM1_off至隔离器件71的输入端。其中，第一电容C3的第一端的电压即为上述待比较电压，以及当比较器U1的同相输入端的电压大于其反相输入端的电压(即待比较电压大于基准电压)时，比较器U1输出原边关断信号PWM1_off至隔离器件71的输入端。
相应的，原边控制信号生成单元72中还设置有模式检测单元724。该模式选择单元724用于在功率开关管SW的关断期间检测同步整流管SR的源漏电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo，其中，当检测到同步整流管SR的源漏电压Vds_SR大于反激变换器的输出电压Vo时，则认定此时的反激变换器工作于DCM模式，并生成导通信号；而当检测到同步整流管SR的源漏电压Vds_SR小于或等于反激变换器的输出电压Vo时，则认定此时的反激变换器工作于CCM模式。而BCM模式为反激变换器由DCM模式切换至CCM模式时的临界模式。切换开关Q1的第一通路端与第一电容C3的第一端连接，切换开关Q1的第二通路端与第一电容C3的第二端连接，切换开关Q1的控制端与模式检测单元724连接，切换开关Q1用于在接收到模式检测单元724输出的导通信号的情况下导通以对第一电容C3进行电压复位。
进一步地，在模式检测单元724检测到反激变换器工作于CCM模式的情况下，反馈控制模块7还包括采样保持单元和初始值获取单元。其中，采样保持单元用于在同步整流管SR的关断时刻采样同步整流管SR的源漏电压(记为Vds_SRoff)，并基于该源漏电压Vds_SRoff获得同步整流管SR的关断时刻处同步整流管SR的电流信息。初始值获取单元用于根据采样保持单元采样到的源漏电压Vds_SRoff或者同步整流管SR的电流信息获得下个开关周期内第一电容C1两端的电压的初始值(记为Ramp0)，以使得在下个开关周期内第一电容C1两端的电压Ramp能够从该初始值Ramp0处开始上升。其中，该初始值Ramp0等于同步整流管SR的源漏电压Vds_SRoff乘以预设比例系数。在CCM模式下，根据当前开关周期内同步整流管SR关断时刻的源漏电压Vds_SRoff或电流信息确定下个开关周期内第一电容C1两端的电压的初始值Ramp0，可以实现对反激变换器中原边部分以及副边部分的导通时刻与关断时刻的控制，进而能够实现对反激变换器中的电流控制，避免CCM模式下电流失控。
在本公开中，在原边控制信号生成单元72中设置有计算单元723，该计算单元723用于根据当前反激变换器的工作模式，按照相应的预设公式对同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo进行计算来获得压控电压。且可选的，再具体实施时，该计算单元723的功能可通过加法器、减法器等运算电路对采样单元722采样获得的同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo进行计算实现，或者为由相应的处理芯片中的运算程序对采样单元722采样获得的同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo进行程序运算实现。可选的，该采样单元722可以是在原边控制信号生成单元72中单独设置的采样单元，也可以是与反馈控制单元7中的其它功能单元所共用的具有采样功能的单元。
示例性的，以低压型的同步整流器SR为例，计算单元723所输出的压控电压等于同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo的差值，即Vds_SR-Vo。进而，此时的压控电流源I1输出的电流大小i1＝k*(Vds_SR-Vo)。其中，k为压控电流源I1输入的压控电压与输出电流之间的变化比例。
本实施例中，对于第一电容C3的容值参数选择，仅需能够使得在功率开关管SW的导通期间，不论在何种工作模式下，第一电容C3在压控电流源I1的输出电流的作用下其两端电压Ramp所能够达到的最大值大于比较器U1的反相输入端所接收的基准电压即可。
进一步地，对于比较器U1的反相输入端所接收的基准电压，在本公开的一个实施例中，该基准电压为由设置在反馈控制模块7中的误差放大信号生成单元74根据反激式变换器的输出电压Vo生成的误差放大信号COMP充当，其中，误差放大信号COMP可用于对反激变换器的输出电压Vo进行反馈。由反激变换器的工作原理可知，压控电流源I1基于同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo而输出的电流对第一电容C3充电使得第一电容C3两端的电压大于该误差放大信号COMP的时刻，即为反激变换器原边电流的峰值时刻，也为原边的功率开关管SW的关断时刻。其中，通过误差放大信号生成单元74生成误差放大信号COMP的方法可以通过现有技术实现，此处不再详述。例如，采用误差放大器对采样后的反激变换器的输出电压Vo与一参考电压进行比较后，根据比较结果生成误差放大信号COMP，等。
但是，将误差放大信号COMP作为基准电压时，随着误差放大信号COMP的较小，在固定的输入电压下，原边的功率开关管SW的导通时间就会相应的减小，进而使得原边电流(记为Ipeak)也线性减小。此时，若反激变换器工作在轻载模式且没有降低***的开关频率，那么轻载时反激变换器的工作效率就会降低。因此，在本公开的另一个实施例中，基于原边电流Ipeak与误差放大信号COMP之间变化关系，采用电压型控制基准信号Cs来作为比较器U1的反相输入端接收的基准电压，以此来保证反激变换器在轻载模式下的工作效率。
在具体实施过程中，参考图3，该电压型控制基准信号Cs可由设置在反馈控制模块快7中的电压转换单元75根据预设的关系曲线对误差放大信号COMP转换后获得。示例性的，该预设的关系曲线如图5所示。由图5可知，在误差放大信号COMP的某些变化范围内，电压型控制基准信号Cs为固定值，进而使得在相同的变化时间内，电压型控制基准信号Cs的变化量明显小于误差放大信号COMP的变化量，也即是说，当采用电压型控制基准信号Cs作为比较器U1的比较基准时，能够有效的改善轻载下反激变换器工作效率降低的问题。
进一步地，反馈控制模块7中还设置有驱动互锁单元76，该驱动互锁单元76用于在接收到原边开通信号PWM1_on时生成第二副边关断信号。而同步整流管SR用于在接收到副边控制信号生成单元73输出的第一副边关断信号和驱动互锁单元76输出的第二副边关断信号的其中任一时关断，进而实现反激变换器原副边的驱动互锁，防止原边和副边同时导通。同时在具体实施时，可以通过在同步整流管SR的控制端设置相应的或门逻辑电路来实现反激变换器原副边的驱动互锁。
本公开中，由于原边开通单元也是在副边产生的，因此反馈控制模块7不需要额外的隔离器件来接收原边的反馈信号。
结合图2至图8，反激变换器的控制方法及工作原理如下：
参考图8，反激变换器的控制方法包括：在反激变换器的每一开关周期的开启时刻于反激变换器的副边部分生成原边开通信号(步骤S1)；在每一开关周期内，基于同步整流管两端的电压和反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对待比较电压和基准电压的比较结果于反激变换器的副边部分生成原边关断信号(步骤S2)；将原边开通信号和原边关断信号经由同一隔离元件传输至反激变换器的原边部分，间隔的控制功率开关管的导通与关断(步骤S3)；在每一开关周期内，对同步整流管的两功率端的电压进行采样，并根据采样结果和原边开通信号控制同步整流管的导通与关断(步骤S4)。
示例性的，在本公开一个可能的实施例中，为通过同步整流管两端的电压和反激变换器的输出电压对电容进行充放电的方式来获得的待比较电压，具体可参考图4及其相关描述。而在本公开的其它实施例中，也可以通过对同步整流管SR两端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo进行合理的计算获得随时间变化的待比较电压，进而在无需采样电阻的情况下实现对反激变换器原副边的通断控制。
示例性的，参考图6，以反激变换器的一个开关周期为例，t0时刻，反激变换器副边部分的反馈控制模块7根据***的控制频率判定该时刻为反激变换器该开关周期的开启时刻，并通过隔离元件71向驱动器3发送了一个脉冲信号作为原边开通信号PWM1_on，驱动器3于t1时刻检测到该信号的下降沿时，控制功率开关管SW导通。其中，当反激变换器的控制方式为定频控制时，每一开关周期的开启时刻固定，反馈控制模块7仅需在固定的时间点向原边的驱动器3发送原边开通信号PWM1_on即可。当反激变换器的控制方式为变频控制时，反馈控制模块7可对副边绕组NS进行过零检测，并根据过零检测结果确定每一开关周期的开启时刻。
在时间段t1～t2内，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri为高电平，功率开关管SW处于导通状态，且功率开关管SW的源漏电压Vds_pri为低电平，变压器TR原边绕阻NP上的电流从零开始线性上升，变压器TR存储能量。该时间段内同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR为低电平，同步整流管SR处于关断状态，且同步整流管SR的源漏电压Vds_SR为高电平，且大于反激变换器的输出电压Vo，以及同步整流管SR的源漏电压Vds_SR与输出电压Vo的差值即为变压器TR副边绕组NS两端的电压Vi/N，Vi为反激变换器的输入电压。同时该时间段内，压控电流源I1根据大于0的压控电压向第一电容C3充电，使得第一电容C3两端的电压Ramp开始逐渐上升。具体充电过程可根据前述对图4的说明进行理解。
反馈控制模块7由误差放大信号生成单元74根据反激变换器的输出电压Vo获得的误差放大信号COMP来作为基准电压，或由电压转换单元75根据预设的关系曲线对误差放大信号COMP转换后获得的电压型控制基准信号Cs来作为基准电压，并在比较器U1检测到第一电容C3两端的电压Ramp上升至大于基准电压后，于t2时刻生成原边关断信号，并经由隔离元件71向驱动器3发送了一个脉冲信号作为原边关断信号PWM1_off，驱动器3于t3时刻检测到该信号的下降沿时，切换功率开关管SW为关断状态。
在t4时刻，反馈控制模块7根据同步整流管SR的关断阈值检测到同步整流管SR两端的电压Vds_SR满足导通条件，进而生成副边开通信号控制同步整流管SR导通，变压器TR开始向副边释放能量。此时刻开始，变压器TR副边的电流开始逐渐下降。
在t4～t5时间段内，同步整流管SR两端的电压Vds_SR为低电平，且小于输出电压Vo，因此，此时间段内压控电流源I1根据小于0的压控电压对第一电容C3放电，使得第一电容C3两端的电压Ramp开始逐渐减小。
T5时刻，反馈控制模块7根据同步整流管SR的关断阈值检测到同步整流管SR两端的电压Vds_SR满足关断条件，进而生成副边关断信号控制同步整流管SR关断。
T5～t6为反激变换器的谐振时段。
基于反激变换器的控制频率，反激变换器在t6时刻开启了新的开关周期，进而反馈控制模块7于t6时刻通过隔离元件71向驱动器3的发送脉冲信号作为原边开通信号PWM1_on，驱动器3于t7时刻检测到该信号的下降沿时，控制功率开关管SW导通，并重复上述过程。
进一步地，每个开关周期中在生成原边开通信号之前，对反激变换器的控制方法还包括：在原边功率开关管SW的关断期间，根据同步整流管SR的两功率端的电压Vds_SR和反激变换器的输出电压Vo判断反激变换器的工作模式，并在判定反激变换器工作于DCM模式的情况下，由模式检测单元生成的导通信号控制切换开关Q1导通，对第一电容C3两端的电压Ramp进行电压复位，并在将第一电容C3两端的电压Ramp复位待0V后，再继续下一个周期。
而在判定反激变换器工作于CCM模式的情况下，参考图7，其具体工作原理中与前述的相同部分不再赘述。其不同之处在于，改变压控电流源I1接收的压控电压，进而改变对第一电容C3进行充放电时的电流大小。同时，在原边功率开关管SW的关断期间，不对第一电容C3两端的电压Ramp进行电压复位，以使得新的开关周期开启后，第一电容C3两端的电压Ramp不是从0V开始上升，而是在大于0V的初始电压的基础上继续上升。以及在图7中的t15时刻(对应为图6中的t6时刻)，反馈控制模块7根据同步整流管SR的关断阈值检测到同步整流管SR两端的电压Vds_SR不满足导通条件，但在此时反馈控制模块7中的驱动互锁单元76检测到了原边开通信号PWM1_on，则同样控制同步整流管SR关断，然后再导通功率开关管SW，从而有效的防止了CCM下同步整流管SR和功率开关管SW的共通问题。此控制方法无需像传统同步整流控制器那样，控制方法上需要降低驱动电压，从而提高了***效率。
本公开中，副边的反馈控制模块7向原边驱动器3发送时间很短的脉冲信号来交替的作为原边开通信号PWM1_on和原边关断信号PWM1_off，进而对功率开关管SW的状态进行切换，具体的，驱动器3在根据脉冲信号的下降沿进行功率开关管SW的状态切换时，为根据切换前的功率开关管SW的状态识别该脉冲信号为原边开通信号PWM1_on还是原边关断信号PWM1_off。如检测到该信号的下降沿时之前功率开关管SW为导通状态，那么在检测到该信号的下降沿时之后就切换功率开关管SW为关断状态；反之，如检测到该信号的下降沿时之前功率开关管SW为关断状态，那么在检测到该信号的下降沿时之后就切换功率开关管SW为导通状态。换言之，驱动器3根据其Drv_in管脚接收到的脉冲信号间隔的控制功率开关管SW的导通与关断。同时，基于该脉冲信号的高电平时间，也可以实现原边功率开关管SW的延时开通和延时关断，进一步的避免出现原副边的驱动共通。在具体实施过程中，该脉冲信号可由脉冲发生器基于比较器U1的输出产生，也可在驱动器3中设置延时单元来实现相同功能。
基于上述结构和控制方法，在反激变换器的整个控制过程中无需对原边进行电压采样即可实现反激变换器的等效峰值电流控制，因此在反激变换器的原边无需设置采样电阻，在保证***高效率的情况下进一步的减少了***损耗，且电路结构简单。
但考虑到反激变换器的CCM模式，在原边还是可以放置一个相对常规峰值电流控制小很多的采样电阻Rs，以驱动器3通过CS管脚该采样电阻Rs采样原边的峰值电压，实现对反激变换器原边的最大峰值电流的限流。其中，如图2所示，该采样电阻Rs可设置于功率开关管SW的源极与参考地之间。以及图2中采用虚线绘制该采样电阻Rs，表示该采样电阻Rs不是本技术方案中的必需元件，而当无需该采样电阻Rs时，驱动器3还可节省一个CS管脚。
可以理解的是，上述连接关系仅是本公开的一个示例性实施例，而在本公开的其它实施例中，若将变压器TR的原边绕组NP的两端和原边绕组NS的两端同时进行对调，也可实现相同的功能。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (18)

1.一种反激变换器，其中，包括：
包含有原边绕组和副边绕组的变压器；
连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
连接所述副边绕组的同步整流管和电压输出电路；
与所述功率开关管连接的驱动器；
分别与所述同步整流管和所述反激变换器的输出端连接的反馈控制模块；以及
分别与所述驱动器和所述反馈控制模块连接的隔离元件，
其中，所述反馈控制模块包括：
原边控制信号生成单元，用于在所述反激变换器新的开关周期开启时输出原边开通信号至所述驱动器，以及在每个开关周期内，根据所述同步整流管两端的电压以及所述反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对所述待比较电压与基准电压的比较结果生成原边关断信号至所述驱动器；
所述驱动器用于根据所述原边开通信号实现对所述功率开关管的导通控制，以及根据所述原边关断信号实现对所述功率开关管的关断控制。
2.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述反激变换器的控制方式为定频控制，所述反激变换器每一开关周期的开启时刻固定；或者
所述反激变换器的控制方式为变频控制，所述原边控制信号生成单元包括：
过零检测单元，用于对所述副边绕组进行过零检测，以确定新的开关周期的开启时刻。
3.根据权利要求2所述的反激变换器，其中，所述原边控制信号生成单元还包括：
采样单元，用于对所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压进行采样；
计算单元，用于按照预设公式对所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压进行计算，以获得压控电压；
第一电容；
压控电流源，压控输入端接收所述压控电压，所述压控电流源的输出端连接至所述第一电容的第一端，所述第一电容的第二端连接至参考地；
比较器，同相输入端与所述第一电容的第一端连接，反相输入端接收所述基准电压，输出端与所述隔离器件的输入端连接，
其中，所述第一电容的第一端的电压为所述待比较电压。
4.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，所述基准电压为误差放大信号，以及所述反馈控制模块还包括：
误差放大信号生成单元，与所述反激变换器的输出端连接，用于根据所述反激变换器的输出电压生成所述误差放大信号；或者
所述基准电压为电压型控制基准信号，以及所述反馈控制模块还包括：
电压转换单元，用于根据预设的关系曲线将误差放大信号转换为所述电压型控制基准信号。
5.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，所述原边控制信号生成单元还包括：模式检测单元和切换开关，
所述模式检测单元用于在所述功率开关管的关断期间检测所述同步整流管的源漏电压以及所述反激变换器的输出电压，并在检测到所述同步整流管的源漏电压大于所述反激变换器的输出电压时生成导通信号至所述切换开关；
所述切换开关的第一通路端与所述第一电容的第一端连接，第二通路端与所述第一电容的第二端连接，控制端与所述模式检测单元连接，所述切换开关用于在接收到所述导通信号的情况下导通以对所述第一电容进行电压复位。
6.根据权利要求5所述的反激变换器，其中，所述反馈控制模块还包括：采样保持单元和初始值获取单元，
在所述模式检测单元于所述功率开关管的关断期间检测到所述同步整流管的源漏电压一直小于或等于所述反激变换器的输出电压的情况下，所述采样保持单元用于在所述同步整流管的关断时刻采样所述同步整流管的源漏电压，并基于所述同步整流管的源漏电压获得该关断时刻所述同步整流管的电流信息；
所述初始值获取单元用于根据所述采样保持单元采样到的所述同步整流管的源漏电压或者所述同步整流管的电流信息获得下个开关周期内所述第一电容两端的电压的初始值，
其中，所述初始值等于所述同步整流管的源漏电压乘以预设比例系数。
7.根据权利要求3所述的反激变换器，其中，所述压控电压等于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压的差值。
8.根据权利要求5所述的反激变换器，其中，所述反激变换器还包括：
采样电阻，连接于所述功率开关管与参考地之间。
9.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述隔离元件包括：隔离变压器、光耦器件、隔离电容以及隔离芯片中的任一。
10.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述反馈控制模块还包括：
副边控制信号生成单元，用于根据所述同步整流管的两功率端电压生成副边开通信号和第一副边关断信号的其中之一；
驱动互锁单元，用于在接收到所述原边开通信号时生成第二副边关断信号，
其中，所述同步整流管在接收到所述副边开通信号时导通，在接收到所述第一副边关断信号和所述第二副边关断信号的其中任一时关断。
11.一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，其中，所述控制方法包括：
在所述反激变换器的每一开关周期的开启时刻于所述反激变换器的副边部分生成原边开通信号；
在每一开关周期内，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对所述待比较电压与基准电压的比较结果于所述反激变换器的副边部分生成原边关断信号；
将所述原边开通信号和所述原边关断信号经由同一隔离元件传输至所述反激变换器的原边部分，间隔的控制所述功率开关管的导通与关断；以及
在每一开关周期内，对所述同步整流管的两功率端的电压进行采样，并根据采样结果和所述原边开通信号控制所述同步整流管的导通与关断。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其中，在每一开关周期内，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压获得待比较电压，并根据对所述待比较电压与基准电压的比较结果于所述反激变换器的副边部分生成原边关断信号包括：
在每一开关周期内，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压对第一电容充放电，并在所述第一电容两端的电压大于基准电压的情况下于所述反激变换器的副边部分生成原边关断信号。
13.根据权利要求11所述的控制方法，其中，当所述反激变换器的控制方式为定频控制时，所述反激变换器每一开关周期的开启时刻固定；
当所述反激变换器的控制方式为变频控制时，对所述副边绕组进行过零检测，并根据过零检测结果确定每一开关周期的开启时刻。
14.根据权利要求11所述的控制方法，其中，所述基准电压为根据所述反激变换器的输出电压获得的误差放大信号；或者
所述基准电压为在获得误差放大信号后，根据预设的关系曲线对所述误差放大信号转换后获得的电压型控制基准信号。
15.根据权利要求11所述的控制方法，其中，基于所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压对第一电容充放电包括：
采样获得所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压；
按照预设公式对所述同步整流管两端的电压和所述反激变换器的输出电压进行计算，以获得压控电压；
根据压控电压控制压控电流源对所述第一电容充放电。
16.根据权利要求11所述的控制方法，其中，在生成原边开通信号之前，所述控制方法还包括：
根据所述同步整流管的两功率端的电压和所述反激变换器的输出电压判断所述反激变换器的工作模式，并在判定所述反激变换器工作于断续电流模式的情况下，对所述第一电容两端的电压进行电压复位。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其中，在判定所述反激变换器工作于连续电流模式的情况下，采样所述同步整流管的源漏电压或者所述同步整流管的电流信息获得下个开关周期内所述第一电容两端的电压的初始值。
18.根据权利要求11所述的控制方法，其中，根据采样结果和所述原边开通信号控制所述同步整流管的导通与关断包括：
判断所述同步整流管的两功率端的电压是否满足关断条件，并在判定满足关断条件的情况下控制所述同步整流管关断；或者
在检测到所述原边开通信号生成的情况下控制所述同步整流管关断。
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