CN114039488A - 直流变换器以及车载直流变换设备 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种直流变换器以及车载直流变换设备，该直流变换器包括控制器、第一功率变换单元、隔离变压单元和调压电路；调压电路包括谐振电路和第二功率变换单元；在直流变换器处于反向工作模式的情况下，控制器控制第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；隔离变压单元，用于将第一交流电压转换为第二交流电压，第二交流电压的有效值大于第一交流电压的有效值；第一交流电压的有效值大于零；在第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，控制器在第一时间段控制谐振电路中的储能元件处于储能模式；控制器在第二时间段控制谐振电路中的储能元件处于释能模式。本申请实施例可以实现高增益的反向直流变换。

Description

直流变换器以及车载直流变换设备

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，具体涉及一种直流变换器以及车载直流变换设备。

背景技术

近年来，随着新能源汽车行业迅速发展，对低压设备提供能量的车载直流(directcurrent，DC)变换器的功能需求也越来越多，不仅要实现正向直流变换：即将高压直流转换成低压直流的功能，还要具备实现其它辅助功能：比如，为高压母线放电、预充等将低压直流转换成高压直流的功能。然而，低压侧的电池电压通常较低，而高压侧的电压很高，目前的直流变换器无法实现高增益的反向直流变换。

发明内容

本申请实施例提供一种直流变换器以及车载直流变换设备，可以实现高增益的反向直流变换。

本申请实施例的第一方面提供了一种直流变换器，包括控制器、第一功率变换单元、隔离变压单元和调压电路；所述调压电路包括谐振电路和第二功率变换单元；

在所述直流变换器处于反向工作模式的情况下，所述控制器控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；

所述隔离变压单元，用于将所述第一交流电压转换为第二交流电压，所述第二交流电压的有效值大于所述第一交流电压的有效值；所述第一交流电压的有效值大于零；

在所述第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，所述控制器在第一时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式；在所述储能模式下，所述第二功率变换单元控制所述第二交流电压向所述谐振电路中的储能元件储能；所述控制器在第二时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于释能模式；在所述释能模式下，所述第二功率变换单元控制所述储能元件向负载供电；在所述第一时间段内，所述储能元件中的储能处于上升趋势；在所述第二时间段内，所述储能元件中的储能处于下降趋势。

可选的，所述控制器控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压，包括：

所述控制器向所述第一功率变换单元发送第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；

在所述第二交流电压的有效值大于所述第一目标直流电压的情况下，所述控制器降低所述第一控制信号的占空比。

可选的，所述第二功率变换单元包括：第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管；所述谐振电路包括谐振电感、励磁电感和谐振电容；所述隔离变压单元包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组的匝数大于所述第二绕组的匝数；

所述第一开关管的第一端连接所述第三开关管的第一端和所述负载的第一端，所述第一开关管的第二端连接所述第二开关管的第一端和所述谐振电感的第一端，所述谐振电感的第二端连接所述励磁电感的第一端和所述第一绕组的第一端，所述励磁电感的第二端连接所述第一绕组的第二端和所述谐振电容的第一端，所述谐振电容的第二端连接所述第四开关管的第一端和所述第三开关管的第二端，所述第四开关管的第二端连接所述第二开关管的第二端和所述负载的第二端。

可选的，所述直流变换器还包括第一电容，所述第一功率变换单元包括：第五开关管、所述第六开关管、所述第七开关管和所述第八开关管；

所述第五开关管的第一端连接所述第七开关管的第一端和第一电容的正极，所述第七开关管的第二端连接所述第二绕组的第一端和第八开关管的第一端，所述第二绕组的第二端连接所述第五开关管的第二端和所述第六开关管的第一端，所述第六开关管的第二端连接所述第八开关管的第二端和所述第一电容的负极。

可选的，所述控制器在第一时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式，包括：

在所述第一时间段内，若所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为正值，所述控制器控制所述第二开关管导通和所述第一开关管关断，所述谐振电感、所述第二开关管、所述第四开关管所述谐振电容和所述励磁电感组成第一谐振回路，以使所述谐振电感储能；

在所述第一时间段内，若所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为负值，所述控制器控制所述第一开关管导通和所述第二开关管关断，所述谐振电感、所述励磁电感、所述谐振电容、所述第三开关管、所述第一开关管组成第二谐振回路，以使所述谐振电感储能。

可选的，所述控制器在第二时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于释能模式，包括：

在所述第二时间段内，在所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为正值的情况下，所述控制器控制所述第一开关管导通和所述第二开关管关断，所述谐振电感通过所述第一开关管向所述负载供电；

在所述第二时间段内，在所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为负值的情况下，所述控制器控制所述第二开关管导通和所述第一开关管关断，所述谐振电感通过所述励磁电感、所述励磁电容、所述第三开关管向所述负载供电。

可选的，所述第一控制信号包括第一发波控制信号和第二发波控制信号；

所述第一发波控制信号用于控制所述第五开关管和所述第八开关管的导通或关断；所述第二发波控制信号用于控制所述第六开关管和所述第七开关管的导通或关断；

在所述第一发波信号控制所述第五开关管和所述第八开关管导通，所述第二发波控制信号控制所述第六开关管和所述第七开关管关断的情况下，所述第二绕组的第一端和第二端之间的电压为负值；

在所述第一发波信号控制所述第五开关管和所述第八开关管关断，所述第二发波控制信号控制所述第六开关管和所述第七开关管导通的情况下，所述第二绕组的第一端和第二端之间的电压为正值；所述第一发波控制信号的频率与所述第二发波控制信号的频率相等，所述第一发波控制信号的占空比与所述第二发波控制信号的占空比相等。

可选的，所述控制器通过第二控制信号控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式或释能模式；所述第二控制信号包括第一储能充电控制信号和第二储能充电控制信号；所述第一储能充电控制信号的频率与所述第二储能充电控制信号的频率相等，所述第一储能充电控制信号的占空比与所述第二储能充电控制信号的占空比相等；所述第一发波控制信号的频率与所述第一储能充电控制信号的频率相等，所述第一发波控制信号的占空比与所述第一储能充电控制信号的占空比相等；

所述第一储能充电控制信号用于控制所述第一开关管的导通或关断；所述第二储能充电控制信号用于控制所述第二开关管的导通或关断。

可选的，所述第一储能充电控制信号与所述第一发波控制信号之间的移相角大于0，且小于90度；

所述第二储能充电控制信号与所述第二发波控制信号之间的移相角大于0，且小于90度。

可选的，所述第一发波控制信号的频率大于或等于所述谐振电路的谐振频率。

可选的，所述直流变换器还包括第二电容，所述第一功率变换单元包括：第九开关管和第十开关管；

所述第九开关管的第一端连接所述第二绕组的第一端，所述第十开关管的第一端连接所述第二绕组的第二端，所述第二电容的第一端连接所述第二绕组的中间抽头，所述第九开关管的第二端连接所述第十开关管的第二端和所述第二电容的第二端。

可选的，在所述直流变换器处于正向工作模式的情况下，所述控制器控制所述调压电路将输入的第二直流电压转换为第三交流电压；

所述隔离变压单元，用于将所述第三交流电压转换为第四交流电压，所述第四交流电压的有效值小于所述第三交流电压的有效值；

所述控制器控制所述第一功率变换单元将所述第四交流电压转换为第二目标直流电压。

本申请实施例的第二方面提供了一种车载直流变换设备，包括上述第一方面所述的直流变换器。

本申请实施例的直流变换器包括控制器、第一功率变换单元、隔离变压单元和调压电路；所述调压电路包括谐振电路和第二功率变换单元；在所述直流变换器处于反向工作模式的情况下，所述控制器控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；所述隔离变压单元，用于将所述第一交流电压转换为第二交流电压，所述第二交流电压的有效值大于所述第一交流电压的有效值；所述第一交流电压的有效值大于零；在所述第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，所述控制器在第一时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式；在所述储能模式下，所述第二功率变换单元控制所述第二交流电压向所述谐振电路中的储能元件储能；所述控制器在第二时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于释能模式；在所述释能模式下，所述第二功率变换单元控制所述储能元件向负载供电；在所述第一时间段内，所述储能元件中的储能处于上升趋势；在所述第二时间段内，所述储能元件中的储能处于下降趋势。在储能过程中，第一交流电压和第二交流电压的有效值大于零。

本申请实施例在直流变换器处于反向工作模式时，可以通过第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压，通过隔离变压单元将第一交流电压转换为有效值更高的第二交流电压，实现交流电压的升压，然后在第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，即第二交流电压在整流的直流电压仍然低于第一目标直流电压的情况下，控制器在第一时间段让谐振电路中的储能元件持续储能，在第二时间段让储能元件向负载供电，由于在第一时间段内储能元件中的储能处于上升趋势；在第二时间段内储能元件中的储能处于下降趋势，可以让储能元件的储能最大化，使得储能元件为负载供电后的电压能够达到第一目标直流电压，从而可以实现高增益的反向直流变换。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本申请实施例提供的一种直流变换器的结构示意图；

图2是本申请实施例提供的另一种直流变换器的结构示意图；

图3是本申请实施例提供的一种控制信号的波形示意图；

图4是本申请实施例提供的另一种直流变换器的结构示意图；

图5是本申请实施例提供的一种车载直流变换设备的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别不同对象，而不是用于描述特定顺序。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、***、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、产品或设备固有的其他步骤或单元。

在本申请中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本申请的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本申请所描述的实施例可以与其它实施例相结合。

请参阅图1，图1是本申请实施例提供的一种直流变换器的结构示意图。如图1所示，该直流变换器100包括控制器10、第一功率变换单元20、隔离变压单元30和调压电路40；所述调压电路40包括谐振电路41和第二功率变换单元42；

在所述直流变换器100处于反向工作模式的情况下，所述控制器10控制所述第一功率变换单元20将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；

所述隔离变压单元30，用于将所述第一交流电压转换为第二交流电压，所述第二交流电压的有效值大于所述第一交流电压的有效值；所述第一交流电压的有效值大于零；

在所述第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，所述控制器10在第一时间段控制所述谐振电路41中的储能元件处于储能模式；在所述储能模式下，所述第二功率变换单元42控制所述第二交流电压向所述谐振电路41中的储能元件储能；所述控制器10在第二时间段控制所述谐振电路41中的储能元件处于释能模式；在所述释能模式下，所述第二功率变换单元42控制所述储能元件向负载Z1供电；在所述第一时间段内，所述储能元件中的储能处于上升趋势；在所述第二时间段内，所述储能元件中的储能处于下降趋势。

其中，负载Z1可以是电容，也可以是电感、电阻等负载，还可以是电容、电感、电阻中的至少两种的组合，本申请实施例不作限定。

谐振电路41中的储能元件可以是储能电感，比如谐振电容41中的谐振电感。

本申请实施例中，直流变换器100可以处于正向工作模式，也可以处于反向工作模式。

在直流变换器100处于反向工作模式的情况下，可以将图1右侧的低压直流电压V_LV转换为图1左侧的高压直流电压V_HV。可以实现低压直流到高压直流的转化。

在直流变换器100处于正向工作模式的情况下，可以将图1左侧的高压直流电压V_HV转换为图1右侧的低压直流电压V_LV。可以实现高压直流到低压直流的转化。

在直流变换器100处于反向工作模式的情况下，控制器10控制第一功率变换单元20将输入的第一直流电压(低压直流电压V_LV)转换为第一交流电压，隔离变压单元30将所述第一交流电压转换为第二交流电压(此时隔离变压单元30工作在隔离升压模式)，控制器10控制调压电路40将第二交流电压转换为第一目标直流电压。其中，第一目标直流电压是直流变换器100处于反向工作模式下高压侧(图1的左侧)要求的直流电压。如果第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压，则表明隔离变压单元30升压后的第二交流电压在转换为直流电压后仍然小于第一目标直流电压，此时，在控制器10的控制下，控制器10在第一时间段让谐振电路41中的储能元件持续储能，在第二时间段让储能元件向负载Z1供电，由于在第一时间段内储能元件中的储能处于上升趋势；在第二时间段内储能元件中的储能处于下降趋势，使得储能元件为负载Z1供电后的电压能够达到第一目标直流电压，从而可以实现高增益的反向直流变换。

在直流变换器100处于正向工作模式的情况下，所述控制器10控制所述调压电路将输入的第二直流电压(高压直流电压V_HV)转换为第三交流电压；所述隔离变压单元30将所述第三交流电压转换为第四交流电压(此时隔离变压单元30工作在隔离降压模式)，所述控制器10控制所述第一功率变换单元20将所述第四交流电压转换为第二目标直流电压。

可选的，所述控制器10控制所述第一功率变换单元20将输入的第一直流电压转换为第一交流电压，包括：

所述控制器10向所述第一功率变换单元20发送第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率变换单元20将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；

在所述第二交流电压的有效值大于所述第一目标直流电压的情况下，所述控制器10降低所述第一控制信号的占空比。

其中，第一控制信号可以驱动第一功率变换单元20工作，使得第一功率变换单元20将第一直流电压转换为第一交流电压。第一控制信号可以控制第一交流电压的幅值和频率。具体的，可以根据第一控制信号的频率来调节第一交流电压的频率，可以根据第一控制信号的占空比来调节第一交流电压的幅值。第一控制信号的占空比越大，第一交流电压的幅值越大。第一控制信号可以是脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)信号。举例来说，第一控制信号可以是占空比为D的方波信号，D处于0～50％之间。直流变换器100处于反向工作模式下，为了尽可能提高直流变换器100输出的直流电压，第一控制信号的初始占空比可以设置为50％。

隔离变压单元30可以是变压器，变压器可以通过控制绕组的匝比来进行升压或者降压，以实现交流电压之间的转换。在直流变换器100处于反向工作模式的情况下，隔离变压单元30可以实现升压的功能，即可以将有效值低的交流电压转换为有效值高的交流电压。在直流变换器100处于正向工作模式的情况下，隔离变压单元30可以实现降压的功能，即可以将有效值高的交流电压转换为有效值低的交流电压。

若第一直流电压为Vin，第一目标直流电压为Vo，隔离变压单元30的匝比为n：1，则，Vo＝n*Vin*D。其中，D为第一控制信号的占空比。由于Vin和n都是预先知道的，因此，在n*Vin*D＞Vo的情况下(即，第二交流电压的有效值大于第一目标直流电压的情况下)，通过调低D的值，使得Vo＝n*Vin*D。

控制器10可以通过控制第一控制信号的占空比D的大小，使得该直流变换器100反向工作时能够输出第一目标直流电压Vo。n*Vin是第二交流电压的有效值。

本申请实施例可以在直流变换器100处于反向工作模式时，在第二交流电压的有效值大于第一目标直流电压的情况下，控制通过降低第一控制信号的占空比，使得第二交流电压的有效值等于第一目标直流电压，可以通过调低第一控制信号的占空比，简单有效的调节反向工作的直流电压。

请参阅图2，图2是本申请实施例提供的另一种直流变换器的结构示意图。图2是在图1的基础上进一步优化得到的。如图2所示，第二功率变换单元42包括：第一开关管Q1、所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第四开关管Q4；所述谐振电路41包括谐振电感Lr、励磁电感Lm和谐振电容Cr；所述隔离变压单元30包括第一绕组W1和第二绕组W2，所述第一绕组W1的匝数大于所述第二绕组W2的匝数；其中，第一绕组W1的匝数与第二绕组W2的匝数的比值为n(第一绕组W1的匝数与第二绕组W2的匝数的比值指的是：第一绕组W1的匝数的第一端与第二端之间的匝数与第二绕组W2的第一端与第二端之间的匝数的比值)，n大于0。

所述第一开关管Q1的第一端连接所述第三开关管Q3的第一端和所述负载Z1的第一端，所述第一开关管Q1的第二端连接所述第二开关管Q2的第一端和所述谐振电感Lr的第一端，所述谐振电感Lr的第二端连接所述励磁电感Lm的第一端和所述第一绕组W1的第一端，所述励磁电感Lm的第二端连接所述第一绕组W1的第二端和所述谐振电容Cr的第一端，所述谐振电容Cr的第二端连接所述第四开关管Q4的第一端和所述第三开关管Q3的第二端，所述第四开关管Q4的第二端连接所述第二开关管Q2的第二端和所述负载Z1的第二端。当负载Z1是电容时，如果电容是非极性电容，则负载Z1的第一端可以是电容的第一端，负载Z1的第二端可以是电容的第二端；如果电容是极性电容，则负载Z1的第一端可以是电容的正极，负载Z1的第二端可以是电容的负极。

图2中的开关管以N型金属-氧化物-半导体(N-Metal-Oxide-SemiconductorNMOS)晶体管为例。从图2可以看出，每个开关管都并联了一个寄生二极管。寄生二极管是由于制造工艺造成的。图2中的NMOS晶体管的漏极(D极)和源极(S极)之间并联寄生二极管，寄生二极管的正极连接NMOS晶体管的源极，寄生二极管的负极连接NMOS晶体管的漏极。

本申请实施例中，第二功率变换单元42在控制器10的控制下，在第一时间段内处于储能模式，在第一时间段内，控制器10通过在第一时间段内控制第二开关管Q2导通，使得谐振电感Lr、第二开关管Q2、第四开关管Q4的寄生二极管、谐振电容Cr、励磁电感Lm组成谐振回路，并且控制谐振电感Lr中的电流上升，谐振电感Lr中的储能处于上升趋势。第二功率变换单元42在控制器10的控制下，在第二时间段内处于释能模式，在第二时间段内，谐振电感Lr中的电流下降，此时通过谐振电感Lr向负载Z1供电，从而可以让谐振电感Lr的储能最大化，使得谐振电感Lr为负载Z1供电后的电压能够达到第一目标直流电压，从而可以实现高增益的反向直流变换。

在储能过程中，第一交流电压和第二交流电压的有效值大于零。在储能过程中，隔离变压单元的第一绕组W1和第二绕组W2两端的电压都不会等于零，在储能的时候，不会将第一绕组W1和/或第二绕组W2短路，而是通过控制第一开关管Q1和第二开关管Q2的关断的方式来实现谐振电感Lr的储能。如果将第一绕组W1和/或第二绕组W2短路，隔离变压单元则暂停能量传递，能量传递效率较低。本申请实施例在谐振电感Lr储能时，无需将第一绕组W1和/或第二绕组W2短路，Lr储能时隔离变压单元仍然在传递能量，能量转化效率更高。

可选的，请参阅图2，图2所示的直流变换器100还包括第一电容C1，所述第一功率变换单元20包括：第五开关管Q5、所述第六开关管Q6、所述第七开关管Q7和所述第八开关管Q8；

所述第五开关管Q5的第一端连接所述第七开关管Q7的第一端和第一电容C1的正极，所述第七开关管Q7的第二端连接所述第二绕组W2的第一端和第八开关管Q8的第一端，所述第二绕组W2的第二端连接所述第五开关管Q5的第二端和所述第六开关管Q6的第一端，所述第六开关管Q6的第二端连接所述第八开关管Q8的第二端和所述第一电容C1的负极。

本申请实施例中，控制器10控制第六开关管Q6和第七开关管Q7导通、第五开关管Q5和第八开关管Q8关断时，第二绕组W2的第一端(如图2的A端)和第二端(如图2的B端)之间的电压V_AB(第一交流电压)为正值，第一绕组W1的第一端(如图2的C端)和第二端(如图2的D端)之间的电压V_CD(第二交流电压)为正值。

控制器10控制第五开关管Q5和第八开关管Q8导通、第六开关管Q6和第七开关管Q7关断时，第二绕组W2的第一端(如图2的A端)和第二端(如图2的B端)之间的电压V_AB(第一交流电压)为负值，第一绕组W1的第一端(如图2的C端)和第二端(如图2的D端)之间的电压V_CD(第二交流电压)为负值。

可选的，所述控制器10在第一时间段控制所述谐振电路41中的储能元件处于储能模式，包括：

在所述第一时间段内，若所述第一绕组W1的第一端和第二端之间的电压V_CD(即，第二交流电压)为正值，所述控制器10控制所述第二开关管Q2导通和所述第一开关管Q1关断，所述谐振电感Lr、所述第二开关管Q2、所述第四开关管Q4所述谐振电容Cr和所述励磁电感Lm组成第一谐振回路，以使所述谐振电感Lr储能；

在所述第一时间段内，若所述第一绕组W1的第一端和第二端之间的电压V_CD为负值，所述控制器10控制所述第一开关管Q1导通和所述第二开关管Q2关断，所述谐振电感Lr、所述励磁电感Lm、所述谐振电容Cr、所述第三开关管Q3、所述第一开关管Q1组成第二谐振回路，以使所述谐振电感Lr储能。

可选的，所述控制器10在第二时间段控制所述谐振电路41中的储能元件处于释能模式，包括：

在所述第二时间段内，在所述第一绕组W1的第一端和第二端之间的电压为正值的情况下，所述控制器10控制所述第一开关管Q1导通和所述第二开关管Q2关断，所述谐振电感Lr通过所述第一开关管Q1向所述负载Z1供电；

在所述第二时间段内，在所述第一绕组W1的第一端和第二端之间的电压为负值的情况下，所述控制器10控制所述第二开关管Q2导通和所述第一开关管Q1关断，所述谐振电感Lr通过所述励磁电感Lm、所述励磁电容、所述第三开关管Q3向所述负载Z1供电。

可选的，所述第一控制信号包括第一发波控制信号和第二发波控制信号；

所述第一发波控制信号用于控制所述第五开关管Q5和所述第八开关管Q8的导通或关断；所述第二发波控制信号用于控制所述第六开关管Q6和所述第七开关管Q7的导通或关断；

在所述第一发波信号控制所述第五开关管Q5和所述第八开关管Q8导通，所述第二发波控制信号控制所述第六开关管Q6和所述第七开关管Q7关断的情况下，所述第二绕组W2的第一端和第二端之间的电压为负值；

在所述第一发波信号控制所述第五开关管Q5和所述第八开关管Q8关断，所述第二发波控制信号控制所述第六开关管Q6和所述第七开关管Q7导通的情况下，所述第二绕组W2的第一端和第二端之间的电压为正值；所述第一发波控制信号的频率与所述第二发波控制信号的频率相等，所述第一发波控制信号的占空比与所述第二发波控制信号的占空比相等。

在直流变换器100处于反向工作模式的情况下，第一控制信号为发波信号，控制器10可以通过第一控制信号控制第一功率变换单元20中的开关管的导通和关断，从而将第一直流电压转换为第一交流电压，实现发波功能。

可选的，所述控制器10通过第二控制信号控制所述谐振电路41中的储能元件处于储能模式或释能模式；所述第二控制信号包括第一储能充电控制信号和第二储能充电控制信号；所述第一储能充电控制信号的频率与所述第二储能充电控制信号的频率相等，所述第一储能充电控制信号的占空比与所述第二储能充电控制信号的占空比相等；所述第一发波控制信号的频率与所述第一储能充电控制信号的频率相等，所述第一发波控制信号的占空比与所述第一储能充电控制信号的占空比相等；

所述第一储能充电控制信号用于控制所述第一开关管Q1的导通或关断；所述第二储能充电控制信号用于控制所述第二开关管Q2的导通或关断。

可选的，所述第一储能充电控制信号与所述第一发波控制信号之间的移相角大于0，且小于90度；

所述第二储能充电控制信号与所述第二发波控制信号之间的移相角大于0，且小于90度。

其中，第一储能充电控制信号与第一发波控制信号之间的移相角大于0，小于90度，即π/2，第二储能充电控制信号与第二发波控制信号之间的移相角大于0，小于90度，即π/2。

请参阅图3，图3是本申请实施例提供的一种控制信号的波形示意图。如图3所示，DR_P_H是第一储能充电控制信号，DR_P_L是第二储能充电控制信号，V_CD是第一绕组W1的第一端和第二端之间的电压，V_EF是谐振电感Lr的第一端与谐振电容Cr的第二端之间的电压(如图2中的E点和F点之间的电压)。DR_S_H是第一发波控制信号，DR_S_L是第二发波控制信号。DR_P_H超前于DR_S_H，DR_P_L超前于DR_S_L。图3中以超前时间为1/4周期为例，换算成移相角为π/2。图3的控制信号的波形应用在图2的电路中，图2中的所有开关管均以NMOS管为例(高电平导通，低电平关断)。

从图3可以看出，在t1时间段，V_CD＜0，DR_P_H驱动Q1导通为谐振电感Lr储能，此时Lr上的电流逐渐上升到正向最大值(在t1和t2的交界处达到最大)；在t2时间段，V_CD＜0，DR_P_L驱动Q2导通，Lr向负载Z1供电，此时Lr上的电流I_Lr逐渐下降，V_EF上升到正向最大值；在t3时间段，V_CD＞0，DR_P_L驱动Q2导通为电感Lr储能，此时Lr上的电流逐渐上升到负向最大值(在t3和t4的交界处达到最大)，V_EF下降；在t4时间段，V_CD＞0，DR_P_H驱动Q1导通，Lr向Z1供电，此时Lr上的电流的绝对值逐渐下降，V_EF下降到负向最大值。

输入-输出增益表达式可以参见如下公式：

其中，Vo是第一目标直流电压，Vin是第一直流电压，t_on表示一个谐振周期内的移相时间，t_off表示一个谐振周期内除移相时间之外的时间，n是第一绕组W1的匝数与第二绕组W2的匝数的比值。可选的，所述第一发波控制信号的频率大于或等于所述谐振电路的谐振频率。

本申请实施例中，第一发波控制信号的频率等于所述谐振电路的谐振频率时，谐振电感Lr上储存的能量越多，输入-输出增益越高。

可选的，输入-输出增益表达式可以参见如下公式：

输入-输出电压增益公式推导如下：

谐振频率

谐振电感上的最大电流、电压(Q为电路品质因数)：

Umax:＝Q·Up

Imax:＝Q·Ir

谐振角频率：ω:＝2π·fr

谐振电感上的瞬时电流、电压：

U(t):＝Umax·cos(ω·t)

I(t):＝Imax·sin(ω·t)

储能时电感上伏秒积：

释能时电感上伏秒积：

E_off:＝(Vo-Up)·t_off

由伏秒平衡有：

E_on:＝E_off

则有：

该公式适用于定频移相和定频调宽。定频指的是第一储能充电控制信号的频率、第二储能充电控制信号的频率、第一发波控制信号的频率与第一储能充电控制信号的频率是固定不变的。在定频移相时，t_on表示移相时间；在定频调宽时，t_on表示功率开关管(Q1或Q2)的开通时间。

本申请实施例可以利用谐振电路中谐振电感构造成2路交错并联的升压(BOOST)变换器电路。

请参阅图4，图4是本申请实施例提供的另一种直流变换器的结构示意图。图4是在图1的基础上进一步优化得到的。如图4所示，所述直流变换器100还包括第二电容C2，所述第一功率变换单元20包括：第九开关管Q9和第十开关管Q10；

所述第九开关管Q9的第一端连接所述第二绕组W2的第一端，所述第十开关管Q10的第一端连接所述第二绕组W2的第二端，所述第二电容C2的正极连接所述第二绕组W2的中间抽头，所述第九开关管Q9的第二端连接所述第十开关管Q10的第二端和所述第二电容C2的负极。

其中，第二绕组W2的中间抽头到第二绕组W2的第二端之间的匝数小于第二绕组W2的第一端到第二端之间的匝数。

当DR_S_H低电平、DR_S_L高电平时，第一功率变换单元20将输入的第一直流电压转换为第一交流电压V_OB为正值，此时第二交流电压V_CD同样为正值；当DR_S_H高电平、DR_S_L低电平时，第一功率变换单元20将输入的第一直流电压转换为第一交流电压V_AO为负值，此时第二交流电压V_CD同样为负值。

本申请实施例提供了另一种第一功率变换单元20的结构，同样可以实现发波的功能。

请参阅图5，图5是本申请实施例提供的一种车载直流变换设备的结构示意图。如图5所示，该车载直流变换设备1000包括图1所示的直流变换器，还可以包括第一控制开关S1、第二控制开关S2、高压直流电源V_HV和低压直流电源V_LV，当第一控制开关S1和第二控制开关S2同时导通时，才能实现两个直流电源(左侧的V_HV和右侧的V_LV)之间的转换。

本申请实施例设计了一种包含直流变换器的车载直流变换设备，在直流变换器处于反向工作模式时，可以通过第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压，通过隔离变压单元将第一交流电压转换为有效值更高的第二交流电压，实现交流电压的升压，然后在第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，即第二交流电压在整流的直流电压仍然低于第一目标直流电压的情况下，控制器在第一时间段让谐振电路中的储能元件持续储能，在第二时间段让储能元件向负载供电，由于在第一时间段内储能元件中的储能处于上升趋势；在第二时间段内储能元件中的储能处于下降趋势，可以让储能元件的储能最大化，使得储能元件为负载供电后的电压能够达到第一目标直流电压，从而可以实现高增益的反向直流变换。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的直流变换器以及车载直流变换设备，可通过其它的方式实现。例如，以上所描述的直流变换器实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。

Claims (12)

1.一种直流变换器，其特征在于，包括控制器、第一功率变换单元、隔离变压单元和调压电路；所述调压电路包括谐振电路和第二功率变换单元；

在所述直流变换器处于反向工作模式的情况下，所述控制器控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；

所述隔离变压单元，用于将所述第一交流电压转换为第二交流电压，所述第二交流电压的有效值大于所述第一交流电压的有效值；所述第一交流电压的有效值大于零；

在所述第二交流电压的有效值小于第一目标直流电压的情况下，所述控制器在第一时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式；在所述储能模式下，所述第二功率变换单元控制所述第二交流电压向所述谐振电路中的储能元件储能；所述控制器在第二时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于释能模式；在所述释能模式下，所述第二功率变换单元控制所述储能元件向负载供电；在所述第一时间段内，所述储能元件中的储能处于上升趋势；在所述第二时间段内，所述储能元件中的储能处于下降趋势。

2.根据权利要求1所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压，包括：

所述控制器向所述第一功率变换单元发送第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率变换单元将输入的第一直流电压转换为第一交流电压；

在所述第二交流电压的有效值大于所述第一目标直流电压的情况下，所述控制器降低所述第一控制信号的占空比。

3.根据权利要求2所述的直流变换器，其特征在于，所述第二功率变换单元包括：第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管；所述谐振电路包括谐振电感、励磁电感和谐振电容；所述隔离变压单元包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组的匝数大于所述第二绕组的匝数；

所述第一开关管的第一端连接所述第三开关管的第一端和所述负载的第一端，所述第一开关管的第二端连接所述第二开关管的第一端和所述谐振电感的第一端，所述谐振电感的第二端连接所述励磁电感的第一端和所述第一绕组的第一端，所述励磁电感的第二端连接所述第一绕组的第二端和所述谐振电容的第一端，所述谐振电容的第二端连接所述第四开关管的第一端和所述第三开关管的第二端，所述第四开关管的第二端连接所述第二开关管的第二端和所述负载的第二端。

4.根据权利要求3所述的直流变换器，其特征在于，所述直流变换器还包括第一电容，所述第一功率变换单元包括：第五开关管、所述第六开关管、所述第七开关管和所述第八开关管；

所述第五开关管的第一端连接所述第七开关管的第一端和第一电容的正极，所述第七开关管的第二端连接所述第二绕组的第一端和第八开关管的第一端，所述第二绕组的第二端连接所述第五开关管的第二端和所述第六开关管的第一端，所述第六开关管的第二端连接所述第八开关管的第二端和所述第一电容的负极。

5.根据权利要求4所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器在第一时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式，包括：

在所述第一时间段内，若所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为正值，所述控制器控制所述第二开关管导通和所述第一开关管关断，所述谐振电感、所述第二开关管、所述第四开关管、所述谐振电容和所述励磁电感组成第一谐振回路，以使所述谐振电感储能；

在所述第一时间段内，若所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为负值，所述控制器控制所述第一开关管导通和所述第二开关管关断，所述谐振电感、所述励磁电感、所述谐振电容、所述第三开关管、所述第一开关管组成第二谐振回路，以使所述谐振电感储能。

6.根据权利要求5所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器在第二时间段控制所述谐振电路中的储能元件处于释能模式，包括：

在所述第二时间段内，在所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为正值的情况下，所述控制器控制所述第一开关管导通和所述第二开关管关断，所述谐振电感通过所述第一开关管向所述负载供电；

在所述第二时间段内，在所述第一绕组的第一端和第二端之间的电压为负值的情况下，所述控制器控制所述第二开关管导通和所述第一开关管关断，所述谐振电感通过所述励磁电感、所述励磁电容、所述第三开关管向所述负载供电。

7.根据权利要求6所述的直流变换器，其特征在于，所述第一控制信号包括第一发波控制信号和第二发波控制信号；

所述第一发波控制信号用于控制所述第五开关管和所述第八开关管的导通或关断；所述第二发波控制信号用于控制所述第六开关管和所述第七开关管的导通或关断；

在所述第一发波信号控制所述第五开关管和所述第八开关管导通，所述第二发波控制信号控制所述第六开关管和所述第七开关管关断的情况下，所述第二绕组的第一端和第二端之间的电压为负值；

在所述第一发波信号控制所述第五开关管和所述第八开关管关断，所述第二发波控制信号控制所述第六开关管和所述第七开关管导通的情况下，所述第二绕组的第一端和第二端之间的电压为正值；所述第一发波控制信号的频率与所述第二发波控制信号的频率相等，所述第一发波控制信号的占空比与所述第二发波控制信号的占空比相等。

8.根据权利要求7所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器通过第二控制信号控制所述谐振电路中的储能元件处于储能模式或释能模式；所述第二控制信号包括第一储能充电控制信号和第二储能充电控制信号；所述第一储能充电控制信号的频率与所述第二储能充电控制信号的频率相等，所述第一储能充电控制信号的占空比与所述第二储能充电控制信号的占空比相等；所述第一发波控制信号的频率与所述第一储能充电控制信号的频率相等，所述第一发波控制信号的占空比与所述第一储能充电控制信号的占空比相等；

所述第一储能充电控制信号用于控制所述第一开关管的导通或关断；所述第二储能充电控制信号用于控制所述第二开关管的导通或关断。

9.根据权利要求8所述的直流变换器，其特征在于，所述第一储能充电控制信号与所述第一发波控制信号之间的移相角大于0，

所述第二储能充电控制信号与所述第二发波控制信号之间的移相角大于0。

10.根据权利要求8或9所述的直流变换器，其特征在于，所述第一发波控制信号的频率大于或等于所述谐振电路的谐振频率。

11.根据权利要求3所述的直流变换器，其特征在于，所述直流变换器还包括第二电容，所述第一功率变换单元包括：第九开关管和第十开关管；

所述第九开关管的第一端连接所述第二绕组的第一端，所述第十开关管的第一端连接所述第二绕组的第二端，所述第二电容的第一端连接所述第二绕组的中间抽头，所述第九开关管的第二端连接所述第十开关管的第二端和所述第二电容的第二端。

12.一种车载直流变换设备，其特征在于，包括如权利要求1～11任一项所述的直流变换器。

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