CN113992006B - 大功率三电平dc-dc变换器的控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种大功率三电平DC‑DC变换器的控制策略及参数计算方法。通过对大功率三电平DC‑DC变换器的等效电路转换，得到总电感电流等效电路，并将总电感电流分解成共模电流和差模电流两部分，其中差模电流受耦合电感大小影响。利用共模电流和差模电流可以得到总输出电流和总电感电流的纹波表达式，进而得到电感感值和电容容值计算表达式。本发明所提的三电平DC‑DC变换器适用于大功率场合，并采用N‑type型控制策略，采用该控制策略可以实现自动均压均流。通过计算大功率三电平DC‑DC变换器在使用N‑type型控制策略情况下的电流纹波，可以得到电感、耦合电感及电容参数选择的表达式。
Description
技术领域
本发明涉及大功率DC-DC变换器控制及参数设计研究领域，具体涉及一种大功率三电平DC-DC变换器的控制方法。
背景技术
当代社会，对于环境的保护意识日益增强，以烧煤等来获得能源的方式渐渐不被人们所认可，对于新能源的开发利用便成了人类社会的研究方向。而在新能源开发和利用的过程中，电力电子变换器起到了举足轻重的作用。这些新能源在转换的过程中都必须有DC-DC变换器的参与。例如并网型新能源分布式发电***，该***需将光伏，风力发电等能源经过DC-DC变换器将电压变为400V左右，再通过DC-AC变换器逆变成220V交流电并入电网。不仅如此，在通讯广播、航空航天、轨道交通等方面，DC-DC变换器所扮演的角色越来越重要。考虑到DC-DC变换器的功率传输在不断增大，类似于BUCK，BOOST等小功率的DC-DC变换器已不再满足大功率的应用场合，催生出了许多新型拓扑。而新型拓扑的基本原理与BUCK，BOOST等拓扑相同，是基于上述基本拓扑进行改造。例如多重并联BUCK电路，通过将多个BUCK电路的基本拓扑并联，实现传输功率的增加。不仅如此，通过改变控制策略，可以实现输出电路的电流纹波减小，以此来减小电感的体积。对于大功率传输的DC-DC变换器，会存在开关管的耐压耐流问题。当传输功率增加，那么开关管两端的电压和流经开关管的电流必然增加，就会导致开关管不能满足实际的耐压耐流需求。考虑到多电平技术是解决这一问题的有效手段之一，通过对开关管导通及关断时刻的控制，实现输出电压呈现三电平的特征。再通过交错并联的方式，实现减小输出电流纹波的目的。
大功率的DC-DC变换器拓扑主要是以多重并联BUCK，BOOST电路为主，但是由于多重BUCK，BOOST电路的结构及输出两电平的电压波形，会存在开关管电压电流过大的问题，因此，在开关管开通关断瞬间会产生过电流而导致开关管击穿。同时，考虑到多重并联的结构特点，需要在基本控制的基础上实现均压均流的控制效果，这会大大增加控制策略的设计难度。而本专利采用三电平的电路拓扑，且每个桥臂上都有4个开关管，减小了开关管上的电压。并在大功率三电平DC-DC拓扑的基础上增加耦合电感，减小了流经开关管的电流。同时采用N-type型的控制策略，该控制策略较为简单，采用该控制策略可以实现自动均压均流的功能。并通过共模电流和差模电流分析，获得电感参数设计的表达式，同时利用电感参数表达式完成电容参数的设计表达式。
发明内容
本发明的目的在于提供一种大功率三电平DC-DC变换器的控制方法，用以解决大功率三电平DC-DC变换器的设计及控制问题。采用了N-type型的控制策略，并通过将电感电流分为共模电流和差模电流，分析出总电感电流，总输出电流表达式，利用上述表达式进行参数设计。
为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种大功率三电平DC-DC变换器的控制方法，按如下步骤对三电平DC-DC变换器进行设计：
步骤S1、大功率三电平DC-DC变换器的拓扑通过公式(1)得到对应的总电感电流等效电路，其中Vdc为直流电源电压；
步骤S2、将步骤S1中得到的总电感电流等效电路进行等效变换，得到等效模型，等效模型的表达式如公式(2)，(3)所示，其中Vao、Vbo、Vco、Vdo、Veo、Vfo为各个桥臂等效电压源，VGO为GO点电位差，Vcm为共模电压，Vdm12、Vdm13、Vdm23分别为12支路、13支路、23支路的差模电压；
步骤S3、由步骤S2中得到的等效模型拆分为共模电路和差模电路，通过对共模电路和差模电路的分析，得到电感电压的表达式如公式(4)所示；其中VcmLa为共模电路上的电感电压，VdmLa为差模电路上的电感电压，Vo为输出电压；
步骤S4、通过步骤S1、S2和S3的分析，以及N-type型控制策略的PWM波形图，得到不同占空比情况下的VGO、共模电压Vcm、差模电感电压VdmLa以及共模电感电压VcmLa的波形；
步骤S5、由步骤S4所得的在不同占空比情况下的共模电压和差模电压波形图，以及公式(5)所示的电感电流纹波计算表达式，其中ΔIL是电感电流纹波，VL为电感电压，L为电感感值，Ton为导通时间，可以得到不同占空比情况下的电感电流纹波表达式；其表达式如公式(6)所示，其中ΔIcma为共模纹波电流，ΔIcir为差模纹波电流，M为耦合电感的耦合系数，D为占空比，Ts为控制周期，当不加耦合电感时，电感电流的纹波表达式如公式(7)所示；
步骤S6、通过步骤S5得出的共模纹波电流ΔIcma，可以得到总输出电流的纹波大小，总输出电流纹波大小如公式(8)所示；
步骤S7、通过步骤S5的电感电流纹波分析，并由占空比所在范围，可以得到电感感值计算表达式；电感感值计算表达式如公式(9)所示；
步骤S8、通过步骤S7的电感参数设计，并由占空比所在范围，可以得到电容容值计算表达式；电容容值计算表达式如公式(10)所示，其中Vo为输出电压，fs为开关频率，ΔVmax为电压纹波最大值；
在本发明一实施例中，该三电平DC-DC变换器拓扑适用于大功率的场合。
在本发明一实施例中，采用N-type型的控制策略，产生的电流纹波较小，并且可以实现自动均压均流。
在本发明一实施例中，定义了共模分量和差模分量的表达式，并通过将电感电流拆分成共模分量和差模分量，使电感电流的分析更加简便，并容易得出总输出电流、总电感电流和共模电流及差模电流的关系。
在本发明一实施例中，通过对不同占空比情况下的纹波分析，得到了不同情况下纹波电流的计算表达式。
在本发明一实施例中，通过纹波电流的表达式，可以推出电感感值计算表达式和电容容值计算表达式。
相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：
(1)相较于现有的并联多重BUCK，BOOST等拓扑的大功率DC-DC变换器，该大功率三电平DC-DC变换器拓扑更加适用于大功率场合，可以有效的降低开关管两端的电压和流经开关管的电流。
(2)采用N-type型的控制策略，该控制策略简单，易于实现，且能自动实现均压均流控制。
(3)通过采用N-type型的控制策略，并引入共模电压和差模电压的概念，对不同占空比下的总电感电流纹波和总电流输出纹波进行分析，得到相应电流纹波表达式，并由电流纹波表达式获得电感，电容参数计算表达式。
(4)通过引入耦合电感，降低了总电感电流纹波，可以有效降低电感体积，同时不改变输出电流纹波大小。
附图说明
图1为本发明图1为本发明的大功率三电平DC-DC变换器拓扑。
图2为本发明的N-type型控制策略。
图3为本发明的大功率三电平DC-DC变换器拓扑的总电感电流等效电路。
图4为本发明的大功率三电平DC-DC变换器等效模型。
图5为本发明的大功率三电平DC-DC变换器等效模型拆分为共模电路和差模电路。
图6为本发明的大功率三电平DC-DC变换器在不同占空比下波形。
图7为不同互感情况下的电感电流纹波大小及无互感时各电流纹波大小。
图8为本发明的大功率三电平DC-DC变换器的SIMULINK仿真波形。
图9为本发明在加入耦合电感前后总电感电流和总输出电流波形。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。
如图1所示，本例提供了一种大功率三电平DC-DC变换器拓扑，如图2所示为此大功率三电平DC-DC变换器拓扑的N-type型控制策略，包括以下步骤：
步骤S1、大功率三电平DC-DC变换器的拓扑可以通过公式(1)得到如图3所示的总电感电流等效电路。
步骤S2、将步骤S1中得到的总电感等效电路进行等效变换，得到的等效模型如图4所示，其中VGO为GO点电位差，Vcm为共模电压，Vdm12、Vdm13、Vdm23分别为12支路、13支路、23支路的差模电压。
步骤S3、将步骤S2中得到的等效模型拆分为共模电路和差模电路，并将差模电路中的耦合电感进行解耦，如图5所示。通过对共模电路和差模电路的分析，得到电感电压的表达式如公式(4)所示。其中VcmLa，VdmLa分别为共模电路和差模电路上的电感电压，Vo为输出电压。
步骤S4、通过步骤S1、S2和S3的分析，以及N-type型控制策略的PWM波形图，得到不同占空比情况下的VGO、共模电压Vcm、差模电感电压VdmLa以及共模电感电压VcmLa，如图6所示。
步骤S5、由步骤S4所得的在不同占空比情况下的共模电压和差模电压波形图，以及公式(5)所示的电感电流纹波计算表达式，可以得到不同占空比情况下的电感电流纹波表达式，其表达式如公式(6)所示。其中ΔIcma为共模纹波电流，ΔIcir为差模纹波电流。当不加耦合电感时，电感电流的纹波表达式如公式(7)所示，图7为不同互感情况下的电感电流纹波大小及无互感时各电流纹波大小。
步骤S6、通过步骤S5得出的共模纹波电流ΔIcma，可以得到总输出电流的纹波大小，总输出电流纹波大小如公式(8)所示。
步骤S7、通过步骤S5的电感电流纹波分析，并由占空比所在范围，可以得到电感感值计算表达式。电感感值计算表达式如公式(9)所示。
步骤S8、通过步骤S7的电感参数设计，并由占空比所在范围，可以得到电容容值计算表达式。电容容值计算表达式如公式(10)所示。
综上所述，本发明给出大功率DC-DC变换器及对应的N-type型控制策略，并得出不同占空比下的纹波电流表达式，获得电感和电容参数计算表达式。有利于大功率DC-DC变换器的设计，同时采用N-type型控制策略，实现自动均压均流，且控制策略简单。
本发明采用MATLAB/SIMULINK进行仿真，SIMULINK仿真中的各参数为：高压侧直流电压为1500V，输出的直流电压为500V，总传输功率是1MW，因此输出电流大小为2000A，每一桥臂的电流约为667A，假定电感电流纹波为10％的电感电流，电压纹波为1％的输出电压，设定的开关频率为1kHz，按照以上步骤设计出的电感大小约为2.5mH，电容容值大小约为666μF，且在增加耦合电感时，耦合电感的自感感值与电感大小相等，互感感值为电感大小的一半，此时解耦后的电感感值是原先的3.5倍。如图8所示为输出电压电流、桥臂上电流、直流侧串联电容电压波形，可以得出N-type型控制策略可以实现自动均压均流。如图9所示为增加互感前后的电流纹波，可以得出在增加互感后电流纹波大小约为不加互感时的3.5倍。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。
Claims (1)
1.一种大功率三电平DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，按如下步骤对三电平DC-DC变换器进行设计：
步骤S1、大功率三电平DC-DC变换器的拓扑通过公式(1)得到对应的总电感电流等效电路，其中Vdc为直流电源电压；
步骤S2、将步骤S1中得到的总电感电流等效电路进行等效变换，得到等效模型，等效模型的表达式如公式(2)，(3)所示，其中Vao、Vbo、Vco、Vdo、Veo、Vfo为各个桥臂等效电压源，VGO为GO点电位差，Vcm为共模电压，Vdm12、Vdm13、Vdm23分别为12支路、13支路、23支路的差模电压；
步骤S3、由步骤S2中得到的等效模型拆分为共模电路和差模电路，通过对共模电路和差模电路的分析，得到电感电压的表达式如公式(4)所示；其中VcmLa为共模电路上的电感电压，VdmLa为差模电路上的电感电压，Vo为输出电压；
步骤S4、通过步骤S1、S2和S3的分析，以及N-type型控制策略的PWM波形图，得到不同占空比情况下的VGO、共模电压Vcm、差模电感电压VdmLa以及共模电感电压VcmLa的波形；
步骤S5、由步骤S4所得的在不同占空比情况下的共模电压和差模电压波形图，以及公式(5)所示的电感电流纹波计算表达式，其中ΔIL是电感电流纹波，VL为电感电压，L为电感感值，Ton为导通时间，可以得到不同占空比情况下的电感电流纹波表达式；其表达式如公式(6)所示，其中ΔIcma为共模纹波电流，ΔIcir为差模纹波电流，M为耦合电感的耦合系数，D为占空比，Ts为控制周期，当不加耦合电感时，电感电流的纹波表达式如公式(7)所示；
步骤S6、通过步骤S5得出的共模纹波电流ΔIcma，可以得到总输出电流的纹波大小，总输出电流纹波大小如公式(8)所示；
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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