CN105978376A - 并网逆变电路及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种并网逆变电路及其控制方法，并网逆变电路包括逆变器、N+1端口变压器、2N相整流器、2N个分压电容以及2N+1端逆变器，直流电压经过逆变电器实现高频逆变，生成高频方波，高频方波经过N+1端口变压器，将方波电压升压形成N个电压等级的电压，再分别将N个电压等级的方波进行整流，形成2N个不同电平的电压，再加上零电位接地点，形成2N+1个电平支路，电平与电平之间通过纵向串联的电容器隔离，并对电容器进行充电，2N+1个电平支路分别与2N+1端逆变器连接，整个电路采用多电平逆变，大大减少了输出谐波含量，不需要额外配置大容量滤波器，结构简单。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及并网逆变电路及其控制方法。
背景技术
近年来，随着光伏发电、大容量储能装置、电动汽车、柔性直流输电技术的发展，越来越需要一种安全高效、低成本、输出谐波含量低的并网逆变器。
传统并网逆变器分为隔离型和非隔离型。非隔离型会产生对地的共模漏电流，并且容易向电网注入直流分量。隔离型并网逆变器分工频和高频两种，均先将直流逆变成交流再经变压器升压，但工频变压器存在体积重量大，噪声高，效率低等缺点。
高频逆变器分为DC(直流)/DC变换型高频链并网逆变器和周波变换型高频链并网逆变器，差别在于前者将升压后的高频方波先经过整流，再逆变成正弦波；后者直接将升压后的高频方波经过周波变换器控制直接输出工频交流电，后者采用两电平或三电平的调制方式。
传统光伏并网或者直流输电工程等逆变端大多应用两电平PWM(Pulse-Width Modulation，脉宽调制)脉宽调制，或者MMC(Modular MultilevelConverter，模块化多电平换流器)模块化多电平换流。两电平或者三电平调制成本较低，但会产生大量谐波，需要大容量滤波器进行滤波。
发明内容
基于此，有必要针对一般并网逆变器结构复杂且输出谐波含量高的问题，提供一种结构简单且输出谐波含量低的并网逆变电路。
一种并网逆变电路，包括逆变器、N+1端口变压器、2N相整流器、2N个分压电容以及2N+1端逆变器，其中，N为大于或等于2的正整数；
逆变器的直流输入端与外部直流电源连接，逆变器的交流输出端与N+1端口变压器的一次绕组连接，N+1端口变压器的二次绕组与2N相整流器的输入端连接，2N相整流器输出2N+1条支路，2N+1条支路中相邻两支路之间并联有单个分压电容，2N+1条支路分别连接到2N+1端逆变器输入端，2N+1端逆变器输出端与外部电网连接，2N相整流器输出2N+1条支路中包括单个接地支路。
一种上述并网逆变电路的控制方法，包括步骤：
对逆变器输出的高频方波进行调制控制；
实时采集2N+1条支路中的电压值；
计算2N+1条支路中相邻两支路的电压均值；
输入调制波至2N+1端逆变器，当调制波大于第n支路与第n+1支路的电压平均值且小于第n+1支路与第n+2支路的电压平均值时，导通2N+1端逆变器第n支路的功率开关管；
其中，n为整数，n大于等于1小于等于2N-1。
本发明并网逆变电路，包括逆变器、N+1端口变压器、2N相整流器、2N个分压电容以及2N+1端逆变器，直流电压经过逆变电器实现高频逆变，生成高频方波，高频方波经过N+1端口变压器，将方波电压升压形成N个电压等级的电压，再分别将N个电压等级的方波进行整流，形成2N个不同电平的电压，再加上零电位接地点，形成2N+1个电平支路，电平与电平之间通过纵向串联的电容器隔离，并对电容器进行充电，2N+1个电平支路分别与2N+1端逆变器连接，整个电路采用多电平逆变，大大减少了输出谐波含量，不需要额外配置大容量滤波器，结构简单。
另外本发明还提供一种上述并网逆变电路的控制方法，对逆变器输出的高频方波进行调制控制，实时采集2N+1条支路中的电压值，计算2N+1条支路中相邻两支路的电压均值，输入调制波至2N+1端逆变器，当调制波大于第n支路与第n+1支路的电压平均值且小于第n+1支路与第n+2支路的电压平均值时，导通2N+1端逆变器第n支路的功率开关管。整个过程中，采用高频方波逆变控制和多电平电压逆变控制，实现对并网逆变电路的良好控制。
附图说明
图1为本发明并网逆变电路第一个实施例的结构示意图；
图2为本发明并网逆变电路第二个实施例的结构示意图；
图3为本发明并网逆变电路第三个实施例的结构示意图；
图4为本发明并网逆变电路第四个实施例的结构示意图；
图5为本发明并网逆变电路为高频隔离型十一电平自耦变压并网逆变电路时输出第九电平的第一种瞬时电流流向示意图；
图6为本发明并网逆变电路为高频隔离型十一电平自耦变压并网逆变电路时输出第九电平的第二种瞬时电流流向示意图；
图7为本发明并网逆变电路的控制方法中单相逆变器高频方波调制原理图示意图；
图8为采用本发明并网逆变电路的控制方法调制产生的功率开关管导通信号示意图。
具体实施方式
如图1所示，一种并网逆变电路，包括逆变器100、N+1端口变压器200、2N相整流器300、2N个分压电容400以及2N+1端逆变器500，其中，N为大于或等于2的正整数；
逆变器100的直流输入端与外部直流电源连接，逆变器100的交流输出端与N+1端口变压器200的一次绕组连接，N+1端口变压器200的二次绕组与2N相整流器300的输入端连接，2N相整流器300输出2N+1条支路，2N+1条支路中相邻两支路之间并联有单个分压电容400，2N+1条支路分别连接到2N+1端逆变器500输入端，2N+1端逆变器500输出端与外部电网连接，2N相整流器300输出2N+1条支路中包括单个接地支路。
逆变器100用于将外部输入的直流电转换成高频交流电输出至N+1端口变压器200，具体来说，逆变器100可以选用全桥逆变器。如图2所示，全桥逆变器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管，第一开关管与第一二极管反并联，第二开关管与第二二极管反并联，第三开关管与第三二极管反并联，第四开关管与第四二极管反并联，第一开关管与第二开关管串联，第三开关管与第四开关管串联，第一开关管的漏极和第三开关管的漏极分别与外部直流电源的正极连接，第二开关的源极和第四开关管的源极分别与外部直流电源的负极连接。可以对全桥逆变器进行高频方波控制，具体来说，可以控制全桥逆变器中上下两个功率开关管等间隔开通和关断，开通间隔互差180度，由此形成高低电位的高频方波。
N+1端口变压器200具有N+1个端口，其具有一次绕组和二次绕组，其中一次绕组与逆变器100交流侧连接，二次绕组与2N相整流器300连接。具体来说，N+1端口变压器200可以选用高频自耦N+1端口变压器，高频自耦N+1端口变压器的体积质量小，变压器起到升压和获得多个电压的作用，二次绕组侧每增加一对端口可以增加两个电平的输出，输出支路轮流接通负载，因此变压器总容量得到充分利用，从而降低成本。
2N相整流器300具体来说可以选用2N相全桥整流器，其具有上下两个桥臂，更进一步来说，可以选用自然关断型2N相全桥整流器。中间整流环节采用自然关断型器件，不需要控制，减小了控制复杂度，同时减少器件开通关断时不必要的损耗，可以得到多电平直流电压。2N相整流器300输出2N+1条支路，其中2N条支路为普通的输出支路，还有一条支路为接地点的支路。
2N个分压电容400分别并联于2N相整流器300输出的2N+1条支路之间。
如图2所示，2N+1端逆变器500包括至少2N+1个功率开关管(图2中每条支路仅绘制1个开关管，以示意)，由下到上排列依次为V(1)到V(2N+1)，功率开关管漏极与支路相连，2N+1个功率开关管的源极共同连接与同一母线，母线输出并网，2N+1条支路B(1)到B(2N+1)分别可以串联一个或者多个功率开关管，其数量根据每个开关管所能承受的方向电压和实际承受的反向电压决定，承受电压越大，串联的开关管数量越多。
本发明并网逆变电路，包括逆变器100、N+1端口变压器200、2N相整流器300、2N个分压电容400以及2N+1端逆变器500，直流电压经过逆变电器实现高频逆变，生成高频方波，高频方波经过N+1端口变压器200，将方波电压升压形成N个电压等级的电压，再分别将N个电压等级的方波进行整流，形成2N个不同电平的电压，再加上零电位接地点，形成2N+1个电平支路，电平与电平之间通过纵向串联的电容器隔离，并对电容器进行充电，2N+1个电平支路分别与2N+1端逆变器500连接，整个电路采用多电平逆变，大大减少了输出谐波含量，不需要额外配置大容量滤波器，结构简单。
如图2所示，在其中一个实施例中，本发明并网逆变电路还包括直流电源600。
为更进一步详细介绍本发明并网逆变电路的具体结构及其有益效果，下面将采用多个实例进行详细说明。
实例一，N＝3，逆变器为全桥逆变器，N+1端口变压器为高频自耦N+1端口变压器，2N相整流器为2N相全桥整流器，2N+1端逆变器中包括2N+1个开关管，即在本具体实施例中，并网逆变电路为高频隔离型七电平自耦变压并网逆变单相电路。
如图2所示，高频隔离型七电平自耦变压并网逆变单相电路包括依次连接的直流电源600、全桥逆变器100、高频自耦N+1端口变压器200、2N相全桥整流器300、2N个分压电容400、2N+1端单相逆变器500，其中，直流电源600与全桥逆变器100中高频半桥逆变器部分直流侧两桥臂连接，高频半桥逆变器交流侧输出端与高频N+1端口自耦变压器200的一次绕组连接，高频N+1端口自耦变压器200的二次绕组与2N相全桥整流器300输入端连接，2N相全桥整流器300输出2N条支路加上接地点形成2N+1条支路，相邻两支路之间用一个分压电容400连接，2N+1端再分别连接到2N+1端单相逆变器500输入端，2N+1端单相逆变器500输出端连接于同一母线并连接电网。
实施例二，N＝3，逆变器为全桥逆变器，N+1端口变压器为高频自耦N+1端口变压器，2N相整流器为2N相全桥整流器，2N+1端逆变器与外部三相交流***连接，2N+1端逆变器中包括3*(2N+1)个开关管，即在本具体实施例中，并网逆变电路为高频隔离型七电平自耦变压并网逆变三相电路。
如图3所示，高频隔离型七电平自耦变压并网逆变三相电路与上述实施例一种七电平单相逆变电路(实施例一图2)的区别在于，所提供的2N+1(七)端单相逆变器用2N+1(七)端三相逆变器100代替，并输出A、B、C三相连接三相交流***。2N+1(七)端三相逆变器100直流侧连接七个直流电平支路，分别再并联三个功率开关管，输出连接到交流***A、B、C三相母线。其中，正极直流电平支路连接其对应功率开关管的漏极、源极与交流***连接；负极直流电平支路连接其对相应功率开关管的源极、漏极与交流***连接。三相并网时由于每直流电平侧分压电容器充放电时间间隔比单相逆变电路短，因此直流侧电压更稳定。
实施例三，N＝5，逆变器为全桥逆变器，N+1端口变压器为高频自耦N+1端口变压器，2N相整流器为2N相全桥整流器，2N+1端逆变器与外部三相交流***连接，2N+1端逆变器中包括2N+1个开关管，即在本具体实施例中，并网逆变电路为高频隔离型十三电平自耦变压并网逆变单相电路。
如图4所示，高频隔离型十一电平自耦变压并网逆变单相电路与七电平单相逆变电路(实施例一图2)的区别在于，其高频自耦变压器的二次侧输出端增加两对端口(N从3变成5)，再分别连接2个全桥整流器，多输出4个直流电平支路，相应增加4个分压电容和四个功率开关管，其连接方式和图2相同。同理，可以增加高频自耦变压器的输出端口以产生更多电平，直流电平数越多，其交流并网侧输出谐波含量越少。
下面将以实施例三，即并网逆变电路为高频隔离型十一电平自耦变压并网逆变单相电路，整个电路工作过程中电流走向。
图5和图6分别为高频隔离型十一电平自耦变压并网逆变电路输出第九电平时两种瞬时电流流向图，如图5和图6中黑色粗线及箭头方向所显示。当全桥逆变器100功率开关管VD2和VD3导通时，如图5所示，电流从整流器上桥臂交流侧流入，从整流器下桥臂交流侧流出，经过自然关断二极管对直流电平支路侧分压电容器充电，第九直流电平支路开关管导通，向交流***供电。当全桥逆变器100功率开关管VD1和VD4导通时，如图6所示，电流从整流器下桥臂交流侧流入，从整流器上桥臂交流侧流出，经过自然关断二极管对直流电平支路侧分压电容器充电，并流经第九直流电平支路开关管，向交流***供电。
总体而言，本发明并网逆变电路具有如下技术效果：
1、使用隔离高频自耦变压器，体积质量小，变压器起到升压和获得多个电压的作用，二次侧每增加一对端口可以增加两个电平的输出，输出支路轮流接通负载，因此变压器总容量得到充分利用，从而降低了成本。
2、中间整流环节采用自然关断型器件，不需要控制，减小了控制复杂度，同时减少了器件开通关断时不必要的损耗。同时得到多电平直流电压；逆变侧功率开关管工作在工频状态，可以减少损耗。
3、多电平逆变大大减少了输出谐波含量，不需要额外配置大容量滤波器，减少占地面积及投资。
4、相比传统多电平逆变器N条支路只能输出最多N/2的电平数，逆变输出侧每条支路能够输出一个电平，电流流过的器件数也大大减少，从而大幅减小了损耗和器件成本。
另外本发明还提供一种如上述并网逆变电路的控制方法，包括步骤：
步骤一：对逆变器输出的高频方波进行调制控制。
参考图7，高频方波调制原理图，采用两个频率为1KHz，幅值2π，相位相差π的三角波为载波Twave1和载波Twave2，如图7中虚线和实线所示，采用一直流电平为调制波M，其幅值从π到2π可调，当三角载波Twave1大于调制波时，导通逆变器中功率开关管VD1和VD4，当三角载波Twave2大于调制波时，导通逆变器中功率开关管VD2和VD3，为防止VD1和VD2，VD3和VD4同时导通造成低压直流电源侧短路，限制调制波M幅值大于π，留一定裕度，裕度具体值视所采用功率开关管的导通和关断性能而定。其调制产生的导通信号如图8所示，虚线和实线分别为VD1和VD4，VD2和VD3的导通信号，两信号之间留有一定间隙，以防止逆变器上下桥臂同时导通，调制波M值越大，间隙越大，导通时间越小，占空比越小，从而可以实现调压。
步骤二：实时采集2N+1条支路中的电压值。
步骤三：计算2N+1条支路中相邻两支路的电压均值。
步骤四：输入调制波至2N+1端逆变器，当调制波大于第n支路与第n+1支路的电压平均值且小于第n+1支路与第n+2支路的电压平均值时，导通2N+1端逆变器第n支路的功率开关管，其中，n为整数，1≤n≤2N-1。
对于2N+1端逆变器的调制控制，实时采集支路B(1)到B(2N+1)的电压值E(1)到E(2N+1)，计算相邻两支路之间的电压均值，例如支路B1和支路B2之间电压均值为E(1m)，以此类推共产生2N个电压均值E(1m)～E(2Nm)，输入调制波sin，若调制波sin瞬时值E(nm)＜E(sin)＜E(n+1m)，则导通相应支路B(n)上的功率开关管V(n)，值得注意的是，E(2N+1)大于调制波sin的最大值，E1小于调制波sin的最小值，防止电容长时间导通放电，电压下降导致波形畸变，其中，N为高频自耦变压器二次侧端口对数，为整数且N＞1，i为整数且1≤i≤N，n为整数且1≤n≤2N-1。
简单来说，高频方波逆变控制：低压直流侧输入端高频逆变器为半桥逆变电路，控制上下两个功率开关管等间隔开通和关断，开通间隔互差180度，由此形成高低电位的高频方波；高频方波经过升压形成多个电压等级方波电压后，经过全桥式整流电路进行整流，该电路采用自然关断型二极管，不需要进行控制；整流输出多个电平的直流电压。多电平逆变：采用最近电平逼近调制:实时监控多电平电压的电压值，其值可能因为电容的充放电而产生小范围的波动；将相邻两个电压值相加除以二求得平均值，一共获得2N个电压均值以及以电压均值为分界线的2N+1个电压范围，每条之路的电平值为相应电压范围的近似均值，若调制波大小处在该电压范围内，则触发相应电平支路的功率开关管，输出最接近的电压，以此来逼近调制波的电压瞬时值，由此可以近似拟合各种波形的调制。若调制波波形为正弦波，则各个功率开关管处在有顺序的开通关断过程，相对应支路上的电容器也处在轮流充放电过程，减小了各支路电平的波动。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。
Claims (10)
1.一种并网逆变电路，其特征在于，包括逆变器、N+1端口变压器、2N相整流器、2N个分压电容以及2N+1端逆变器，其中，所述N为大于或等于2的正整数；
所述逆变器的直流输入端与外部直流电源连接，所述逆变器的交流输出端与所述N+1端口变压器的一次绕组连接，所述N+1端口变压器的二次绕组与所述2N相整流器的输入端连接，2N相整流器输出2N+1条支路，所述2N+1条支路中相邻两支路之间并联有单个所述分压电容，所述2N+1条支路分别连接到2N+1端逆变器输入端，所述2N+1端逆变器输出端与外部电网连接，所述2N相整流器输出2N+1条支路中包括单个接地支路。
2.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，所述逆变器包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管；
所述第一开关管与所述第一二极管反并联，所述第二开关管与所述第二二极管反并联，所述第三开关管与所述第三二极管反并联，所述第四开关管与所述第四二极管反并联，所述第一开关管与所述第二开关管串联，所述第三开关管与所述第四开关管串联，所述第一开关管的漏极和所述第三开关管的漏极分别与所述外部直流电源的正极连接，所述第二开关的源极和所述第四开关管的源极分别与所述外部直流电源的负极连接。
3.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，还包括直流电源，所述直流电源与所述逆变器的直流输入侧连接。
4.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，所述N+1端口变压器包括高频自耦N+1端口变压器。
5.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，所述2N相整流器包括2N相全桥整流器。
6.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，所述2N相整流器包括自然关断型2N相全桥整流器。
7.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，所述2N+1端逆变器包括2N+1端单相逆变器。
8.根据权利要求1所述的并网逆变电路，其特征在于，所述2N+1端逆变器包括2N+1端三相逆变器。
9.根据权利要求8所述的并网逆变电路，其特征在于，还包括三相交流***，所述2N+1端三相逆变器输出端与所述三相交流***连接。
10.一种如权利要求1-9所述的并网逆变电路的控制方法，其特征在，包括步骤：
对逆变器输出的高频方波进行调制控制；
实时采集2N+1条支路中的电压值；
计算所述2N+1条支路中相邻两支路的电压均值；
输入调制波至2N+1端逆变器，当所述调制波大于第n支路与第n+1支路的电压平均值且小于第n+1支路与第n+2支路的电压平均值时，导通所述2N+1端逆变器第n支路的功率开关管；
其中，所述n为整数，1≤n≤2N-1。
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Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107620828A (zh) * | 2017-09-20 | 2018-01-23 | 莱芜钢铁集团有限公司 | 电磁阀应急供电设备和高炉冶炼炉上料*** |
| CN110138005A (zh) * | 2019-05-13 | 2019-08-16 | 郑州大学 | 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法 |
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
| CN112688589A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-04-20 | 青岛大学 | 一种单级三相高频环节组合双向ac/dc变换器 |
| CN113394992A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-14 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相升降压整流变换器及其控制方法 |
| CN113394990A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-14 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相升降压整流变换器及其控制方法 |
| CN113394991A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-14 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相整流变换器及控制方法 |
| CN113507225A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-10-15 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相整流变换器及其控制方法 |
| CN113507226A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-10-15 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相整流变换器及其控制方法 |
| CN113507224A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-10-15 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相升降压整流变换器及控制方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3815049B2 (ja) * | 1998-05-08 | 2006-08-30 | 株式会社デンソー | マルチレベル形電力変換装置 |
| CN1645722A (zh) * | 2004-12-29 | 2005-07-27 | 泰豪科技股份有限公司 | 低电压多相整流无刷发电机 |
| RU2411627C1 (ru) * | 2010-01-11 | 2011-02-10 | Открытое акционерное общество "Всероссийский научно-исследовательский проектно-конструкторский и технологический институт релестроения с опытным производством" | Многоуровневый автономный инвертор напряжения |
| CN102158094B (zh) * | 2011-05-17 | 2013-06-12 | 河北工业大学 | 一种光伏发电dc-dc变换器及其控制方法 |
| CN102255547A (zh) * | 2011-07-17 | 2011-11-23 | 西南交通大学 | 二极管箝位型多电平变换器直流电容均压控制电路及其均压控制方法 |
| US20150249403A1 (en) * | 2012-09-13 | 2015-09-03 | National Institute Of Advanced Industrial Science And Technology | Multilevel Power Conversion Circuit and Device |
| CN102882410B (zh) * | 2012-10-29 | 2015-09-09 | 阳光电源股份有限公司 | 一种单相七电平逆变器 |
| CN104333249B (zh) * | 2014-10-28 | 2016-08-31 | 北京合力电气传动控制技术有限责任公司 | 七电平逆变电路及其控制方法、多相逆变器及变频器 |
-
2016
- 2016-07-01 CN CN201610519063.7A patent/CN105978376B/zh active Active
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107620828A (zh) * | 2017-09-20 | 2018-01-23 | 莱芜钢铁集团有限公司 | 电磁阀应急供电设备和高炉冶炼炉上料*** |
| CN107620828B (zh) * | 2017-09-20 | 2024-03-19 | 莱芜钢铁集团有限公司 | 电磁阀应急供电设备和高炉冶炼炉上料*** |
| CN110138005A (zh) * | 2019-05-13 | 2019-08-16 | 郑州大学 | 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法 |
| CN110138005B (zh) * | 2019-05-13 | 2023-02-03 | 郑州大学 | 一种级联多模态光伏并网逆变器及其调制方法 |
| CN111682783A (zh) * | 2020-06-01 | 2020-09-18 | 新风光电子科技股份有限公司 | 一种采用梯形调制波的高压变频一体机及其控制方法 |
| CN112688589A (zh) * | 2020-12-28 | 2021-04-20 | 青岛大学 | 一种单级三相高频环节组合双向ac/dc变换器 |
| CN113507226A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-10-15 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相整流变换器及其控制方法 |
| CN113507225A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-10-15 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相整流变换器及其控制方法 |
| CN113394991A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-14 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相整流变换器及控制方法 |
| CN113507224A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-10-15 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相升降压整流变换器及控制方法 |
| CN113394990A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-14 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相升降压整流变换器及其控制方法 |
| CN113394992A (zh) * | 2021-06-25 | 2021-09-14 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相升降压整流变换器及其控制方法 |
| CN113394990B (zh) * | 2021-06-25 | 2024-05-17 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相升降压整流变换器及其控制方法 |
| CN113394991B (zh) * | 2021-06-25 | 2024-05-17 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相整流变换器及控制方法 |
| CN113507225B (zh) * | 2021-06-25 | 2024-05-17 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相整流变换器及其控制方法 |
| CN113394992B (zh) * | 2021-06-25 | 2024-05-17 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种非隔离式三相升降压整流变换器及其控制方法 |
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