CN113949486B - 基于符号累加和相关运算的ads_b信号解析方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法及***，其中方法包括以下步骤:通过模数转换器ADC采集ADS_B信号；去除ADS_B信号中模数转换器ADC产生的直流信号；将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频，并滤除干扰信号；将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；对解析后业务数据的bit流的数值进行CRC校验，并对置信度低的bit数据进行纠错处理。本发明的解析速度和解析的灵敏度方面相较常规方法都有较大优势。

Description

基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法及***

技术领域

本发明涉及信号处理领域，尤其涉及基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法及***。

背景技术

ADS-B(广播式自动相关监视)是一种基于全球卫星定位***(GPS)和空-空、地-空数据链通信的航空器运行监视技术。采用ADS-B技术，飞机能通过机载设备定期地向地面站和其他飞机发送本架飞机的状态向量(位置、高度、速度等)和其他信息，实现空对空监视，飞行员无须借助雷达就可以从显示屏上获取信息发布者的相关飞行信息，并进行自主空中避让。同时，地面设备也可以根据收到的飞行报告完成地对空监视，指挥并管理空中交通。ADS-B***包括机载设备、空-空和地-空数据链、地面设备等。

现如今科技日新月异，各领域对航空的需求都与日俱增。有限的空域资源与日益增长的空域需求之间的矛盾越来越显著。可以预见，随着飞行活动数量的频繁增加以及飞行活动种类的逐渐增多，现有空域将变得更加繁忙，更加拥挤，航空监管将面临前所未有的考验。如何充分利用现有空域资源，对复杂空域进行科学、合理地管理变得既重要又迫在眉睫。各国都在积极发展新航行***，努力搭建更完善的航管***。自动相关监视(ADS)是探索过程中取得的关键性成果之一，它能高效地处理以往空中交通管制存在的一些问题。ADS技术能将机载导航***获得的飞行信息按规定的数据链自动发送，地面设备通过接收飞行报告实现对飞机的监视。二次监视雷达(SSR)、ADS是以地-空监视为基础的，TCAS是以空-空监视为基础的，场面监视雷达是以地-地监视为基础的，将这三种技术结合起来就诞生了广播式自动相关监视(ADS-B)技术。

近年来国内航空业发展迅速，我国在西部地区广泛应用ADS-B技术，同时在空域密集的东部地区部署ADS-B统，进而提高航空监管能力和航路覆盖率。因此一款具有兼容性好，重构能力强、动态范围大、抗噪声能力强等优点的ADS_B***是航空业急需的。而制约ADS_B***的关键因素之一就是ADS_B信号的解析方法。所以，设计一款重构能力强、动态范围大、抗噪声能力强的ADS_B信号的解析方法，是具有重要研究意义的。

发明内容

本发明主要目的在于提供一种基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法及***，该解析方法抗干扰能力强、接收灵敏度高，且动态范围大。

本发明所采用的技术方案是：

本发明提供一种基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，包括以下步骤:

通过模数转换器ADC采集ADS_B信号；

去除ADS_B信号中模数转换器ADC产生的直流信号；

将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频，并滤除干扰信号；

将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；

对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；

对解析后业务数据的比特流的数值进行CRC校验，并对置信度低的比特数据进行纠错处理。

接上述技术方案，对符号累加后的数据进行帧头判断的具体步骤为：

计算ADS_B信号帧头preamble中4个高脉冲的平均功率和12个噪声的平均功率,高脉冲的平均功率和噪声的平均功率的差值作为判决门限距离；每个高脉冲分别与高脉冲的平均值求矢量差，将4个矢量差的功率值求平均，得到各功率点与判决点的平均距离；当判决门限距离和平均距离的比值大于某一值K时，则判定检测出了一个正确的帧头preamble。

接上述技术方案，滑动累加的个数取决于ADS_B零频信号的数据采样率和ADS_B信号的特性。

接上述技术方案，解析业务数据具体包括以下步骤：

通过帧头preamble求取高脉冲和噪声的参考功率，求取任一PPM波形的前半码片和后半码片的功率值，记为chip0和chip1，求取chip0、chip1分别与高脉冲、噪声的参考功率的差的绝对值，分别记做chip0_0_A、chip0_1_A、chip1_0_A、chip1_1_A，对chip0_0_A、chip0_1_A、chip1_0_A、chip1_1_A求和并计算对数似然值LLR，当对数似然值LLR大于0时，bit＝1；反之bit＝0。

接上述技术方案，计算置信度具体包括以下步骤：

计算帧头preamble中高脉冲和噪声的参考功率的差值ref_dif_Pow,通过判断对数似然值LLR的绝对值与差值ref_dif_Pow的大小来确定置信度，当|LLR|大于差值ref_dif_Pow，则置信度为1，表示该比特为高置信度，反正为低置信度比特；直接通过判断数似然值LLR的绝对值的大小来确定置信度的高低。

接上述技术方案，计算出低置信度的比特后，按照置信度从低到高来排序；当CRC校验结果为0时，表示解析的信息无错误，无需纠错；当CRC校验结果不为0时，如果低置信度比特数量大于等于预设值d，使用d个比特的错误图案来纠错，如果低置信度比特数量小于预设值d，使用相应校正因子组合错误图案纠错，预设值d比ADS_B的检验码的汉明距离少1。

接上述技术方案，当纠错图案匹配时，给出纠错成功指示并将数据存入数据缓存中，当错误图案不匹配时，给出纠错失败指示并丢弃数据。

本发明还提供了一种基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析***，包括：

直流校正模块，用于去除模数转换器ADC在采集ADS_B信号时产生的直流信号；

频率搬移模块，用于将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频；

FIR滤波模块，用于滤除搬频后的ADS_B零频信号中的干扰信号；

符号累加模块，用于将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；

脉冲判决模块，用于对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；

CRC校验和纠错模块，用于对解析后业务数据的比特流的数值进行CRC校验，并对置信度低的比特数据进行纠错处理。

接上述技术方案，直流校正模块采用Σ-δ滤波。

接上述技术方案，频率搬移模块兼容Fs/4和标准搬频方式，两种变频方式根据需要切换。

本发明产生的有益效果是：本发明基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法可适用于所有使用PPM调制的信号的解析，该方法较常规解析方法在解析速度和解析的灵敏度方面都有较大优势。首先，去直流和滤波的使用保证了更好的抗干扰性能，同时也保证了数字信号处理链路最好的动态范围；其次，当过采样倍数是N，那么符号累加对信号产生的增益就是10*log10(N)dB并且不会对噪声产生增益；最后，相对传统的电平和信号沿的判断方法，相关运算的使用也可以带来更好的解析性能。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明实施例基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法流程图；

图2是本发明实施例基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析***结构示意图；

图3是本发明实施例符号累加模块和脉冲判决模块中帧头判断的具体实现框图；

图4是本发明实施例脉冲判决模块中解析业务数据和计算置信度具体实现框图；

图5是本发明实施例CRC校验和纠错流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1所示，本发明实施例基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法包括以下步骤:

S1、通过模数转换器ADC采集ADS_B信号；

S2、去除ADS_B信号中模数转换器ADC产生的直流信号；

S3、将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频，并滤除干扰信号；

S4、将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；

S5、对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；

S6、对解析后业务数据的bit流的数值进行CRC校验，并对置信度低的bit数据进行纠错处理。

上述方法适用于ADS_B或者其他类似的采用PPM调制(PPM脉冲位置调制)的信号的解析，并且同样可以获得很好的灵敏度指标。

步骤S2可采用Σ-δ滤波，该滤波处理可以有效滤除直流成分。

步骤S3可兼容Fs/4和标准搬频方法，标准搬频方法是通过将原始信号与DDS(直接数字式频率合成器)进行复数乘法将原始信号频率搬移到指定频点，DDS可以任意配置，方便灵活；Fs/4搬频，只能将原始信号进行Fs/4的频率搬移，但是该方法无须DDS和乘法器，可以节省较多逻辑资源。可以根据需求灵活选择两种搬频方式。

滤除干扰信号时，主要滤除射频前端引入的其他杂散信号。滤波器的通带、阻带、纹波和抑制设置取决于信号特性和射频杂散的频点及杂散信号的幅度。同时滤波器的也需要考虑资源和指标的均衡。

经过直流校正和滤波后ADS_B信号的直流和其他杂散应该在底噪之下，否则影响后面的信号解析灵敏度。

步骤S4中，将N个零频数据进行滑动累加，由于噪声累加后的幅度不会增加，而信号累加后幅度会直接相加，所以滑动累加相当于增加了信噪比对信号解析灵敏度的提升有较大作用。滑动累加的个数取决于ADS_B零频信号的数据采样率和ADS_B信号的特性。本发明实施例中，上述N个数据累加的N取决于实际采样率，因为ADS_B的基带数据率是1MSPS，也就是数据的脉宽是1μs，高低脉冲的持续时间是0.5μs，当采样率为Fs(MHz)时，N为Fs/2，那么累加参数的增益为10*log10(N)。

步骤S5具体通过将符号累加后的数据与ADS_B的帧头preamble和ADS_B的业务数据进行相关运算后来判别帧头和解析数据。同时脉冲判决模块还可以计算每一个bit的置信度。符号累加的数据需要滑动缓存，缓存的数据长度为ADS_B的preamble的长度，数据缓存是为了进行相关运算。

步骤S6中先对经解析处理的ADS_B信号进行CRC校验，校验通过的信号认为是正确解析的信号并保存传输给CPU做进一步处理，当校验未通过时需要对低置信度的bit进行纠错处理，然后对对纠错后的数据再次进行CRC校验，校验通过表示纠错成功否则失败。根据ADS_B信号CRC的编码特性，最大可以纠正的bit数是5。

如图2所示，本发明实施例的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析***主要用于实现上述实施例的解析方法，包括：

直流校正模块10，用于去除模数转换器ADC在采集ADS_B信号时产生的直流信号；

频率搬移模块20，用于将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频；

FIR滤波模块30，用于滤除搬频后的ADS_B零频信号中的干扰信号；

符号累加模块40，用于将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；

脉冲判决模块50，用于对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；

CRC校验和纠错模块30，用于对解析后业务数据的bit流的数值进行CRC校验，并对置信度低的bit数据进行纠错处理。

具体地，直流校正模块10主要用于滤除ADC的模数转换过程中产生的直流成分。该模块紧接ADC数据接口，是整个处理流程的第一步。直流成分对于后续的解析来说也是干扰成分，另外过大的直流偏置会导致数据偏向一侧进而使得数据的动态范围变小。直流校正模块可使用了Σ-δ滤波来滤除ADC产生的直流成分，直流成分的滤波可以避免信号偏向一侧，进而可以优化数字域的动态范围也可以避免后面FIR滤波模块的溢出，另外直流对后续的信号解析也是一种干扰信号。

频率搬移模块20，连接直流校正模块，用于将中频信号搬移到零频。由于解析方法的核心算法是符号累加而符号累加需要的是零频的信号故必须将ADC采样的中频信号搬移到零频。在数字信号处理中，搬频一般就是把原始信号和DDS产生的单音进行时域的复数乘法运算。这种方法最为通用，但是需要消耗一定数量的RAM和DSP等逻辑资源。考虑到逻辑资源的优化，在的频率搬移模块考虑了Fs/4搬频的情况，在这种情况下ADC的中频是Fs/4，由于Fs/4的特殊性，将该信号搬移到零频无需使用DDS和乘法器，可以节省较多的逻辑资源。在射频杂散可以规避的情况下，优先考虑使用Fs/4搬频。本发明的方法在设计时考虑了两种搬频方式。

FIR滤波模块30连接频率搬移模块20，用于滤除干扰并且可以进一步滤除直流成分。无线射频***内部本身存在各种频点的干扰信号，其中包括晶振、频率综合器、数据翻转、电源噪声等，另外空间中也存在各种电磁辐射信号，要***的抗干扰能力强滤波器是必不可少的组成部分，模拟滤波器可以滤除大部分的干扰信号，但是还是会有很多干扰信号进入到ADC并折叠到ADC的第一奈奎斯特域，这时就需要数字滤波器来把这些干扰滤除掉。FIR滤波模块搬移到零频的信号是来自ADC的，ADC会接收到模拟滤波器未滤除干净的所有信号，为了使后续的解析性能更好，在保证实际信号的前提下必须尽可能的把干扰滤除。FIR滤波模块之所以放在搬频模块后是因为低通滤波器更好设计且消耗的逻辑资源更少。

频率搬移模块20的频率搬移的功能是通过DDS产生的指定频点的单音与原始信号进行时域的复数乘法实现的，考虑到节省逻辑资源和无线通信中常用的技巧，将Fs/4的搬频独立出来，Fs/4的搬频无需DDS和乘法器，可以节省较多的逻辑资源，在该实施例中兼容考虑了通用型的搬频和Fs/4的搬频，在***硬件设计定型后可以选择其中一种搬频方式。

符号累加模块40连接FIR滤波模块30，用于将经过搬频和滤波后的零频信号进行滑动累加同时将滑动累加的结果缓存起来用于后续计算。ADS_B采用的是PPM调制，ADS_B信号的宽度是1μs，高低脉冲的宽度是0.5μs。本发明的方法是采用过采样来采集ADS_B信号，并将一个高低脉宽即0.5μs内的零频信号数据进行滑动累加。由于符号累加后噪声信号不会产生增益而有用信号会产生累加增益，这样相当于提升了***的信噪比，这使得设计高灵敏度的解析算法成为可能。该实施例中，在整个解析处理过程中使用的采样率是100MSPS。ADS_B采用的是PPM调制，ADS_B信号的宽度是1μs，高低脉冲的宽度是0.5μs,ADS_B的preamble是一个8μs的固定脉冲波形。为了判别preamble，首先将每50个符号数据进行滑动累加，然后将累加后的数据缓存8μs即一个完整的preamble长度。数符号累加和数据缓存是为脉冲判别做准备的。

其中，脉冲判决模块50连接符号累加模块40，用于判断ADS_B的帧头preamble、解析业务数据和计算置信度。具体将符号累加的缓存数据与preamble进行相关运算来判别接收的信号是否是ADS_B的preamble，同时在检测到preamble后还需要对preamble后的业务数据进行相关运算来解析每一个ADS_B业务数据的bit流。ADS_B的preamble包含4个高脉冲，每个脉冲的脉宽为0.5μs，第一个高脉冲在0μs，第二个脉冲在1.0μs，第三脉冲在3.5μs，第四个脉冲在4.5μs。符号累加模块缓存了累加后的preamble的整个8μs数据。通过将缓存的数据与preamble的波形进行相关运算可以判断preamble。同理上述缓存的数据可以用于业务数据的解析。

CRC校验和纠错模块60连接脉冲判决模块50，用于检验解析数据的对错和纠错。为了确保解析的数据的正确性，ADS_B本身在数据尾部加入的CRC校验码(循环冗余校验)。通过对解析出来的数据进行CRC校验就可以确认数据的正确性，同时CRC校验还可以纠正一定数量的错误bit，不仅可以保证数据的准确性还可以降低数据解析的误码率。脉冲判决模块判断出ADS_B信号的preamble并解析业务数据，当干扰较大或者信号较弱时会存在解析错误的情况，CRC检验可以用来检验解析的bit流是否正确，当bit流存在错误时，该模块还会对置信度低的bit进行纠错，根据CRC编码和生成多项式可以得知可以纠正最多5bit的错误。纠错后的bit还会继续进行CRC校验，当通过校验后才会存入FIFO中。CRC纠错也可以改善***的解析性能。

如图3所示，为符号累加模块和脉冲判决模块的具体实现框图。下面将结合实现框图对这两个模块做详细的说明，脉冲判断模块是整个解析方法的核心部分。ADS_B的preamble是固定系列，总长度是8μs。preamble包含4个0.5μs的高脉冲，分别在0时刻、1.0μs时刻、3.5μs时刻、4.5μs时刻，其他为噪声部分。首先计算4个高脉冲的平均功率(pow_pulse_ave)和12个噪声的平均功率(pow_noise_ave),高脉冲的平均功率和噪声的平均功率的差值就是判决门限距离(threshD)。需要计算12个噪声每个的功率值(分别为Pow_noise_1、Pow_noise_1......Pow_noise_12),每个噪声功率分别与平均噪声功率求差得到12个值(分别为dL_1、dL_2......dL_12)。求取4个高脉冲的平均值，每个高脉冲分别与高脉冲的平均值求矢量差(分别为disH_1、disH_2、disH_3、disH_4)，将4个矢量差的功率值(分别为POW_disH_1、POW_disH_2、POW_disH_3、POW_disH_4)和12个噪声差值(分别为dL_1、dL_2......dL_12)求平均得到各功率点与判决点的平均距离(dis_ave)。当判决门限距离(threshD)和各功率点与判决点的平均距离(dis_ave)的比值大于某一值K时，认为检测出了一个正确的preamble。判决门限K值需要根据***参数确定，目前使用的方法是试探法，最终确定的K＝2^3。

业务数据的解析是在检测到preamble后进行的。如图4所示，先通过preamble求取高脉冲(refPulsePow)和噪声的参考功率(refNoisePow)，求取任一PPM波形(即帧头preamble后的业务数据)的前半码片chip和后半码片chip的功率值(分别为chip0和chip1)，求取chip0分别与高脉冲(refPulsePow)和噪声的参考功率(refNoisePow)的差的绝对值和chip1分别与高脉冲(refPulsePow)和噪声的参考功率(refNoisePow)的差的绝对值(分别记做chip0_0_A、chip0_1_A、chip1_0_A、chip1_1_A)，对chip0_0_A、chip0_1_A、chip1_0_A、chip1_1_A求和计算对数似然值LLR，上述过程即为通过求取LLR的相关运算来解析bit流。当对数似然值LLR大于0时，bit＝1；反之bit＝0。

求置信度时，需要先计算高脉冲(refPulsePow)和噪声的参考功率(refNoisePow)的差值(ref_dif_Pow),通过判断数似然值LLR的绝对值与ref_dif_Pow的大小来确定置信度，当|LLR|大于ref_dif_Pow是置信度为1表示该bit为高置信度，反正为低置信度bit。另外可以通过判断数似然值LLR的绝对值的大小来确定置信度的高低，对于bit错误大于5的，选择|LLR|最小的5个bit来纠错。

如上所述，ADS_B***在完成业务数据的bit流解析以后还需要对他们进行CRC检错和纠错。上面脉冲判别模块中，在解析出bit流的同时，还对每一bit进行了置信度的计算。由于解析的bit错误在低置信度的bit发生的概率更大，且受处理时间和错误数量的限制，必须限定低置信度bit的个数。ADS_B使用的对应的生成多项式是：G(x)＝x²⁴+x²³+x²²+x²¹x²⁰+x¹⁹+x¹⁸+x¹⁷+x¹⁶+x¹⁵+x¹⁴+x¹³+x¹²+x¹⁰+x³+1，所以ADS_B的检验码的汉明距离是6，也就是最多只能纠正5个bit的错误。ADS_B的每个bit对应一个唯一的位校正因子。位校正因子是该bit为1其他bit为0的bit流通过CRC校验后的余数。一个单bit错误的ADS_B的bit流经过CRC校验后就得到一个错误图案。有多个bit错误的ADS_B信号错误图案是这几个bit的单bit错误图案的异或。

ADS_B信号总共有112bit，给出了一个112深度的RAM来存在这些单bit错误模块。在上面脉冲判别模块中，计算出低置信度的bit后将其按照置信度从低到高来排序。当CRC校验结果为0时，表示解析的信息无错误，无需纠错；当CRC校验结果不为0是，如果低置信度bit数量大于等于5，使用5bit的错误图案来纠错，如果低置信度bit数量小于5，使用相应校正因子组合错误图案纠错。当纠错图案匹配时，给出纠错成功指示并将数据存入数据缓存中，当错误图案不匹配时，给出纠错失败指示并丢弃数据。CRC校验和纠错模块的具体流程图如图5所示。

综上，本发明通过ADC采集中频的ADS_B信号，中频的ADS_B信号先经过去直流模块去掉ADC引进的直流成分，直流成分在后续处理中会被当做干扰信号，如果直流成分没有处理好会对解调的灵敏度有影响。去掉直流成分后的中频的ADS_B信号再经过搬频模块进行搬频处理得到零频的ADS_B信号，符号累加和相关运算算法也是基于零频信号来设计的。经过去直流和搬频和的零频ADS_B信号还需要进行滤波处理，因为射频前端会接收到除了ADS_B信号以外的其他干扰信号，干扰信号对于后续解调有较大影响，在解调信号之前需要尽可能的把干扰信号去掉。经过前面的搬频滤波处理，已经得到了较为干净的零频ADS_B信号，ADS_B信号本身的数据率是1MSPS，根据基带信号累加会产生增益而噪声累加不会产生增益的特性，采用过采样的方式来处理零频ADS_B信号，假设过采样倍数是N，那么符号累加对信号产生的增益就是10*log10(N)dB并且不会对噪声产生增益。对于灵敏度需求极高的***来说，相同的解调算法和解调门限的情况下，符号累加可以优化10*log10(N)dB的***灵敏度。通过符号累加和相关运算后得到的bit流消息还有可能存在错误，CRC校验可以判断解析出来的bit流是否正确，同时计算每一bit的置信度，根据CRC校验的特性，取置信度最低的一些bit进行纠错处理，这样可以进一步提升解调的性能。ADS_B***需要实时监视大量飞机的数据，灵敏度高的***的覆盖范围更广，可以监视到更远更微弱的飞机消息，也就是可以大量减少需要布局的ADS_B***的数量，可以节约大量的人力和物资成本，同时带来更好的监视效果。本发明采用符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法较常规解析方法在解析速度和解析的灵敏度方面都有较大优势。

应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，包括以下步骤:

通过模数转换器ADC采集ADS_B信号；

去除ADS_B信号中模数转换器ADC产生的直流信号；

将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频，并滤除干扰信号；

将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；

对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；

对解析后业务数据的比特流的数值进行CRC校验，并对置信度低的比特数据进行纠错处理。

2.根据权利要求1所述的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，对符号累加后的数据进行帧头判断的具体步骤为：

计算ADS_B信号帧头preamble中4个高脉冲的平均功率和12个噪声的平均功率,高脉冲的平均功率和噪声的平均功率的差值作为判决门限距离；每个高脉冲分别与高脉冲的平均值求矢量差，将4个矢量差的功率值求平均，得到各功率点与判决点的平均距离；当判决门限距离和平均距离的比值大于某一值K时，则判定检测出了一个正确的帧头preamble。

3.根据权利要求1所述的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，滑动累加的个数取决于ADS_B零频信号的数据采样率和ADS_B信号的特性。

4.根据权利要求1所述的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，解析业务数据具体包括以下步骤：

通过帧头preamble求取高脉冲和噪声的参考功率，求取任一PPM波形的前半码片和后半码片的功率值，记为chip0和chip1，求取chip0、chip1分别与高脉冲、噪声的参考功率的差的绝对值，分别记做chip0_0_A、chip0_1_A、chip1_0_A、chip1_1_A，对chip0_0_A、chip0_1_A、chip1_0_A、chip1_1_A求和并计算对数似然值LLR，当对数似然值LLR大于0时，bit＝1；反之bit＝0。

5.根据权利要求1所述的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，计算置信度具体包括以下步骤：

计算帧头preamble中高脉冲和噪声的参考功率的差值ref_dif_Pow,通过判断对数似然值LLR的绝对值与差值ref_dif_Pow的大小来确定置信度，当|LLR|大于差值ref_dif_Pow，则置信度为1，表示该比特为高置信度，反正为低置信度比特；直接通过判断数似然值LLR的绝对值的大小来确定置信度的高低。

6.根据权利要求5所述的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，计算出低置信度的比特后，按照置信度从低到高来排序；当CRC校验结果为0时，表示解析的信息无错误，无需纠错；当CRC校验结果不为0时，如果低置信度比特数量大于等于预设值d，使用d个比特的错误图案来纠错，如果低置信度比特数量小于预设值d，使用相应校正因子组合错误图案纠错，预设值d比ADS_B的检验码的汉明距离少1。

7.根据权利要求6所述的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析方法，其特征在于，当纠错图案匹配时，给出纠错成功指示并将数据存入数据缓存中，当错误图案不匹配时，给出纠错失败指示并丢弃数据。

8.一种基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析***，其特征在于，包括：

直流校正模块，用于去除模数转换器ADC在采集ADS_B信号时产生的直流信号；

频率搬移模块，用于将模数转换器ADC接收的中频ADS_B信号搬移到零频；

FIR滤波模块，用于滤除搬频后的ADS_B零频信号中的干扰信号；

符号累加模块，用于将去直流和滤波搬频后的ADS_B零频信号进行滑动累加；

脉冲判决模块，用于对符号累加后的数据进行帧头判断、解析业务数据，并计算置信度；

CRC校验和纠错模块，用于对解析后业务数据的比特流的数值进行CRC校验，并对置信度低的比特数据进行纠错处理。

9.根据权利要求8所示的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析***，其特征在于，直流校正模块采用Σ-δ滤波。

10.根据权利要求8所示的基于符号累加和相关运算的ADS_B信号解析***，其特征在于，频率搬移模块兼容Fs/4和标准搬频方式，两种变频方式根据需要切换。