CN111327359A - 一种抑制可见光通信led非线性失真限幅噪声的方法 - Google Patents

Abstract

一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，主要步骤是：(1)调制符号映射为满足厄米特对称的矢量信号；(2)预尺度变换，以调控O‑OFDM符号方差；(3)IFFT后自适应O‑OFDM符号分解；根据限幅门限和最大符号分解次数，对符号重复限幅；每次限幅后计算判决符号，判断是否还需要符号分解。(4)分解符号依次串行组帧；(5)光电转换后拆分帧，删除CP，将一帧中所有分解符号按位相加，合并为一个O‑OFDM符号；(6)FFT后信息提取，解调恢复原始信息。

Description

一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法

技术领域

本发明涉及抑制可见光通信LED非线性失真的方法，尤其是涉及抑制可见光通信LED非线性失真引起的限幅噪声的方法。

背景技术

可见光通信(VLC)是利用普通发光二极管(LED)发射的可见光作为信息载体，在自由空间中直接传输光信号的通信方式。VLC可提供短距离、超宽带、无缆化的信息交互。具有绿色环保、易于实现、与传统射频(RF)通信无电磁干扰、安全保密等优点，是传统RF理想的互补技术。LED具有照明效率高、节能环保、更高的调制带宽和响应灵敏度等优势，成为下一代照明主要光源已大势所趋。VLC也必将随着LED的大规模推广和使用，在未来室内数据传输和下一代无线通信中占有重要角色。

但是可见光通信技术要从实验室走向实用化还面临许多技术挑战。比如，光信号多径传播造成的符号间干扰(ISI)、人造光源产生的窄带干扰和严重的非线性失真等。VLC***的非线性失***要来源于驱动电路、数/模和模/数转换器、LED和光电检测器(PD)等。通常物理可实现LED的工作区受限，当输入驱动信号大于开启电压(TOV)时，LED开启发光；同时也要求输入驱动信号小于LED饱和区的最大允许电压(MPV)，否则可能缩短LED的寿命，甚至烧毁。在LED工作区内发射光子数与输入电流幅值不成正比，载流子密度与输入信号的频率相关，是产生非线性特性的原因。

LED是非相干光源，VLC***一般采用强度调制直接检测(IM/DD)技术，即信息仅包含在光信号的强度中，因此VLC***更容易受到非线性失真的影响。与传统开关键控(OOK)和脉冲位置调制(PPM)相比，在VLC***中采用光正交频分复用技术(O-OFDM)可以有效抵抗ISI和窄带干扰，同时还可以提高频谱利用率。但是，O-OFDM信号具有较大的峰值和平均功率之比(PAPR)，容易受到LED非线性失真的影响。在可见光通信O-OFDM***中由LED引起的非线性失真包括两个方面，一方面是由于在LED工作区内的电光转换非线性关系引起的非线性失真；另一方面是对小于LED的TOV或者大于MPV的信号进行直接限幅引起的限幅失真。

对于抑制LED工作区外的O-OFDM信号非线性限幅失真，主要方法包括降低O-OFDM符号峰均比、设计具有较低峰均比的新型O-OFDM***和迭代信号限幅技术(ISC)。

降低峰均比的方法很多，比如改进的部分传输序列(PTS)算法(Xiao W,Deng H,LiY,et al.PAPR reduction in VLC-OFDM system using a combination of shuffledfrog leaping algorithm and hill-climbing algorithm[J].Wireless PersonalCommunications,2017,97(3):3757-3771)和选择性映射(SLM)算法(赵瑶,王翀,杨宏,等.改进的可见光通信***SLM峰均比抑制方法[J].***工程与电子技术,2019,41(4):914-918)、单载波频分多址(SC-FDMA)技术(Elgala H,Little T D C.Polar-based OFDM andSC-FDE links toward energy-efficient Gbps transmission under IM-DD opticalsystem constraints[J].IEEE/OSA Journal of Optical Communications andNetworking,2015,7(2):277-284)、压扩技术(Zhang T,Zou Y,Sun J N,et al.Logistic-function-based nonlinear companding transform for asymmetrical hybrid opticalorthogonal frequency division multiplexing visible light communicationssystems[J].Applied optics,2018,57(31):9480-9487)和预编码技术(Sheu J S,Li B J,Lain J K.LED non-linearity mitigation techniques for optical OFDM-basedvisible light communications[J].IET Optoelectronics,2017,11(6):259-264)等。通常降低峰均比的方法会增加***实现复杂度，且需要额外的频谱信息。

设计具有较低峰均比的新型O-OFDM***，比如将直流偏置光正交频分复用(DCO-OFDM)、非对称限幅光正交频分复用(ACO-OFDM)和脉冲幅度调制-离散多音频(PAM-DMT)相结合的混合正交频分复用(HDAP-OFDM)调制(Islam R,Mondal M R H.Hybrid DCO-OFDM,ACO-OFDM and PAM-DMT for dimmable LiFi[J].Optik-International Journal forLight and Electron Optics,2019,180:939-952)；将双极性O-OFDM信号转换为用于LED强度调制的一种混合数字化脉冲时间调制(PTM)格式(Ebrahimi F,Ghassemlooy Z,OlyaeeS.Investigation of a hybrid OFDM-PWM/PPM visible light communications system[J].Optics Communications,2018,429:65-71)；将ACO-OFDM和DCO-OFDM技术相结合，提出了满足频率调制恒包络概念的复合光正交频分复用(FM-CE-ADO-OFDM)***(Singh V K,Dalal U D.Integration of frequency modulated constant envelope technique withADO-OFDM to impede PAPR in VLC[J].Optics Communications,2018,418:80-87)；一种基于脉冲幅度调制的混合光正交频分复用(PHO-OFDM)***(Zhang T,Zou Y,Sun J,etal.Design of PAM-DMT-based hybrid optical OFDM for visible lightcommunications[J].IEEE Wireless Communications Letters,2018,8(1):265-268)；一种基于电相位调制的恒包络O-OFDM***(Vd Zwaag K M,Neves J L C,Rocha H R O,etal.Adaptation to the LEDs flicker requirement in visible light communicationsystems through CE-OFDM signals[J].Optics Communications,2019,441:14-20)；一种基于离散正弦变换(DST)的直流偏置光正交频分复用(DST-DCO-OFDM)***(Vappangi S,Mani V V.Performance analysis of DST-based intensity modulated/directdetection(IM/DD)systems for VLC[J].IEEE Sensors Journal,2018,19(4):1320-1337)；一种基于扩展离散余弦变换的快速光正交频分复用(DCT-S-FOOFDM)***(VappangiS,Vakamulla V M.A low PAPR multicarrier and multiple access schemes for VLC[J].Optics Communications,2018,425:121-132)。但是，新型O-OFDM***一般理论分析和硬件实现复杂。

文献(Mesleh R,Elgala H,Haas H.LED nonlinearity mitigation techniquesin optical wireless OFDM communication systems[J].Optical Communications andNetworking,IEEE/OSA Journal of,2012,4(11):865-875)提出了迭代信号限幅技术(ISC)，原理是将幅度超过LED工作区范围的幅度较大的O-OFDM符号分解为若干个处于LED工作区范围内的符号，然后每个幅度较小的分解符号经过不同的LED同时发射，这样就保证了每个LED的输入驱动信号都在其工作区范围内。接收端采用单个光电检测器(PD)接收多个LED同时发射的光信号，并直接叠加转换为电信号，最后解调出发送信息。虽然迭代信号限幅技术可以抑制LED非线性限幅噪声的产生，但***需要与分解符号个数相等数量的LED，且同步发射多路光信号，LED之间的距离要求很小，发射光信号的方向也要求一致，这就造成了***同步和硬件实现复杂，可实现性较低，应用场景受限。另外，当LED之间的距离较大时，接收到的多路光信号的信道特性差异较大，解调恢复信号会引起较大误差，从而降低***误码率(BER)性能。

专利(贾科军,杨博然,陆皓,等.一种抑制LED非线性失真对可见光通信性能影响的方法[P],2019,申请公布号:CN110492938A)，提出了建立O-OFDM符号分解串行传输(SDST)***，将具有较大峰均比的O-OFDM符号分解为多个幅度较小的符号，然后串行组成帧，帧符号再依次输入到单个LED。接收端将串行接收的帧符号拆分，然后合并，再解调恢复发送符号。O-OFDM符号分解串行传输***将多个分解符号串行组帧传输，只需要单个LED作为发送端，可降低***对同步的要求，硬件实现简单，易于部署，可以应用于具有单个LED或者多个LED(建立多输入多输出***)的场景，并可避免ISC***多路信号信道增益不同而导致的BER性能变差。但是，按照LED工作区范围将O-OFDM符号分解为固定数目的多个符号，当O-OFDM符号方差较小时，得到的分解符号中有多个全零符号，并且此时的限幅噪声几乎为零。各分解符号分别依次串行经过信道传输，同时受到信道噪声的影响。在接收端将多个分解符号合并时，符号分解的次数越多，全零符号就越多，合并符号的噪声就越大，误码率性能就越差。同时，发送的全零符号不载荷任何信息，降低了***的频带利用率和信息传输速率。

发明内容

本发明的目的是提供一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法；以解决O-OFDM符号分解串行传输***，在符号方差较小时，随着符号分解次数逐渐增大，BER性能变差的问题；并减小了平均符号分解次数，可以节约光功率消耗，进一步提高***频带利用率和信息传输速率。

本发明为解决其技术问题，所采用的技术方案是：

一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，其步骤为：

发送端：

步骤1：对原始信息序列进行调制；

步骤2：对调制符号序列映射，使输出映射矢量满足厄米特对称性；

步骤3：映射矢量信号预尺度变换；

步骤4：逆傅里叶变换后并串转换，得到双极性实数光OFDM(O-OFDM)符号；

步骤5：自适应O-OFDM符号分解；

本发明O-OFDM符号是指逆傅里叶变换输出的双极性实数并行信号。设置最大符号分解次数，根据O-OFDM符号所允许的动态范围进行分解，每分解一次，用符号分解的输入符号减去输出符号，判断差值是否为零，如果为零则停止分解；如果不为零则继续分解，直到某次分解的输入符号减去输出符号差值为零为止，或者达到了最大符号分解次数为止；

步骤6：添加循环前缀(CP)，将分解符号串行组帧；

步骤7：数模转换，然后加直流偏置，最后输入到LED。

接收端：

步骤1：光电检测器接收光信号并转换为电信号；

步骤2：电信号经模数转换为数字信号；

步骤3：拆分帧，并删除循环前缀，然后合并符号；

依次串行接收帧，根据帧同步信号拆分帧，删除帧中各分解符号的循环前缀，再分别延迟至符号对齐，然后按对应位相加，合并为一个O-OFDM符号；

步骤4：串并转换，然后输入到傅里叶变换；

步骤5：均衡补偿信道衰减，再提取包含信息的子载波信号，最后解调恢复原始信息。

与现有技术相比，本发明的有益效果包括：

(1)减少了平均符号分解次数；

在传统迭代信号限幅和O-OFDM符号分解串行传输***，需要预先设定符号分解次数，无论O-OFDM符号方差大小，符号分解次数都固定不变。当O-OFDM符号方差较小(小信号)时，可能需要的符号分解次数很小，而O-OFDM符号方差较大(大信号)时，需要的符号分解次数较大。

自适应O-OFDM符号分解串行传输就是根据符号的实际大小来决定符号分解次数，如果已经完成了符号分解或者达到了最大符号分解次数，那么就及时停止符号分解。从总体平均来看，自适应O-OFDM符号分解串行传输***可以显著减少平均符号分解次数。

(2)提高了小信号时的误码率性能；

在传统迭代信号限幅和O-OFDM符号分解串行传输***，符号分解次数固定不变。当符号方差较小(小信号)时，分解得到的符号中可能有若干个全零符号。由于全零符号不包含任何信息，经过信道传输时还受到噪声的干扰，在接收端拆分帧，再合并符号时，全零符号越多，引入的噪声干扰就越大，导致了符号分解次数越多，误码率性能就越差。

本发明引入自适应机制，根据O-OFDM符号实际大小确定符号分解的次数，符号分解完全后就停止分解，从而消除了传输全零符号的情况，减小了接收端符号合并时的噪声，进而能显著提高***小信号时的误码率性能。

(3)节约平均光功率；

在传统迭代信号限幅***，每个分解符号分别经过多个LED同时发送。而在O-OFDM符号分解串行传输***，分解的符号依次经过单个LED发送。在信源符号速率和功率相同时，这两个***消耗的光功率相等。

而自适应O-OFDM符号分解串行传输***减少了平均符号分解次数，当信源符号速率和功率相同时，需要更少的分解符号数，可以节约平均光功率消耗。

本发明得到了国家自然科学基金(61461026，61841107)和甘肃省自然科学基金(18JR3RA153)项目的资助。

附图说明：

图1是本发明发送端原理图；

图2是本发明帧结构图；

图3是本发明接收端原理图；

图4是本发明ACO-OFDM***小信号功率时符号分解示意图；

图5是本发明ACO-OFDM***大信号功率时符号分解示意图；

图6是本发明DCO-OFDM***小信号功率时符号分解示意图；

图7是本发明DCO-OFDM***大信号功率时符号分解示意图；

图8是本发明4QAM调制下ACO-OFDM***平均符号分解次数分析图；

图9是本发明4QAM调制下DCO-OFDM***平均符号分解次数分析图；

图10是本发明高斯信道下4QAM调制ACO-OFDM***误比特率分析图；

图11是本发明高斯信道下4QAM调制DCO-OFDM***误比特率分析图；

图12是本发明4QAM调制下ACO-OFDM***平均光功率分析图；

图13是本发明4QAM调制下DCO-OFDM***平均光功率分析图；

具体实施方式

参见附图1，一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，本发明仅以最常用的两种O-OFDM方式：非对称限幅光OFDM(ACO-OFDM)和直流偏置光OFDM(DCO-OFDM)为例进行具体实施方式说明，其他O-OFDM调制方式可以依此原理实施。为了清楚起见，用小写字母变量表示时域信号，大写字母表示频域信号。

发送端的具体实施方式为：

(1)将输入的二进制信息序列划分为数据段，每段包含log₂M个比特，采用格雷码映射到M阶正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)星座图，用X表示调制器输出的符号序列，调制符号满足平均功率归一化。

(2)对调制符号X进行映射(Mapping)操作，使输出矢量满足厄米特(Hermitian)对称性，即映射矢量的后半部分等于前半部分的共轭镜像。

ACO-OFDM仅使用奇数子载波载荷信息，偶数子载波全部为0，映射矢量为：

其中，N表示映射矢量长度，(·)^*表示共轭运算，(·)^T表示矩阵的转置。

DCO-OFDM映射矢量为：

(3)根据逆离散傅里叶变换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)性质和中心极限定理(Central Limit Theorem，CLT)，X_mapping经过IDFT输出双极性实数信号，当IDFT长度较大时(N≥64)，其服从均值为零的高斯分布，方差

由X_mapping决定。

本发明O-OFDM符号是指逆傅里叶变换输出的双极性实数矢量信号，用T表示O-OFDM符号的周期。

为了研究O-OFDM符号方差

与自适应符号分解次数之间的关系，对X_mapping乘以预尺度变换因子，以调控O-OFDM符号方差

预尺度变换信号表示为：

X_scaled(n)＝αX_mapping(n)，

其中，α是预尺度变换因子，n＝0,1,…,N-1。

根据IDFT变换输入输出离散信号的总能量和平均功率不变的性质，

其中，E(·)表示求数学期望。

预尺度变换因子为：

特别地，当N较大时(N≥64)，预尺度变换因子的均值可以表示为

方差为

其中

为频带利用率。根据映射信号结构，ACO-OFDM***的

DCO-OFDM***的

携带信息的子载波平均电符号功率为：

其中P_b,elec为平均电比特功率。

(4)对预尺度变换矢量X_scaled进行逆傅里叶变换，IDFT变换由逆快速傅里叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)实现，输出O-OFDM符号为：

x_IFFT＝F^HX_scaled＝αF^HX_mapping，

其中，(·)^H表示矩阵共轭转置运算，F是N×N的归一化离散傅里叶变换矩阵，

其中，

在ACO-OFDM***，信号x_IFFT满足反对称性，

其中，k＝0,1,…,N/2-1。将小于零的信号置为零就可得到单极性的实数信号，而不丢失任何的有用信息。

在DCO-OFDM***，x_IFFT可表示为：

通常为了避免产生直流分量，令

因此

为双极性实数信号。

(5)x_IFFT经过并串转换输出串行符号

然后进行O-OFDM自适应符号分解。

通常物理可实现LED线性工作区范围受限，当LED的驱动信号大于开启电压(TOV)时，LED才能正常发光，同时也要求驱动信号小于饱和区的最大允许电压(MPV)，否则LED可能被烧毁。假设LED的驱动信号在TOV和MPV之间满足线性特性。

自适应符号分解的目的就是根据符号

的实际大小自适应的决定符号分解次数，只要不大于最大符号分解次数，将符号

分解为多个处于LED工作区内的符号，这样就可以减小由于驱动信号超出LED工作区范围而导致的非线性失真限幅噪声。自适应O-OFDM符号分解的过程就是根据O-OFDM符号的幅度、限幅门限和最大符号分解次数，对O-OFDM符号重复限幅的过程；

通常，为了满足IM/DD***传输单极性信号的要求，以及提供足够的照明亮度，还需给LED添加直流偏置B_DC，因此分解符号的动态范围由直流偏置和LED工作区范围共同决定。设限幅门限的上、下限分别为ε_top和ε_bottom，LED工作区范围为V_min到V_max。

由以上分析可知，限幅门限ε_top和ε_bottom的大小会受到直流偏置B_DC的影响。ACO-OFDM符号非负，当B_DC<V_min时，信号被下边限幅，限幅门限为ε_botttom＝V_min-B_DC，反之当B_DC≥V_min时，下边限幅门限为ε_bottom＝0，总之，下边限幅门限表示为ε_bottom＝max(V_min-B_DC,0)，其中max(·)表示取最大值函数。一般地，上边限幅门限总是大于下边限幅门限，可以表示为ε_top＝V_max-B_DC。DCO-OFDM信号是双极性实数信号，限幅门限分别为ε_bottom＝V_min-B_DC，ε_top＝V_max-B_DC。

自适应O-OFDM符号分解的过程就是根据符号

的幅值、限幅门限和最大符号分解次数，对O-OFDM符号按照上、下边限幅门限重复限幅的过程。

首先对符号

进行第一次限幅，表示为：

其中

表示第一次限幅输出符号

中的变量，k＝0,1,…,N-1，

表示符号

中的变量；将符号

作为第一次符号分解得到的分解符号；

然后用符号

减去符号

的差值作为第二次符号分解的判决符号

若

停止符号分解；若

则将符号

作为第二次限幅的输入符号；

第二次限幅表示为：

其中

表示第二次限幅输出符号

中的变量，

表示符号

中的变量；将符号

作为第二次符号分解得到的分解符号；

再用符号

减去

的差值作为第三次符号分解的判决符号

若

停止符号分解；若

则将符号

作为第三次限幅的输入符号；

依次类推，直到最大符号分解次数或者某次符号分解的判决符号等于零为止；

假设进行到最大符号分解次数L时结束符号分解，第L次限幅表示为：

其中

表示第L次限幅输出符号

中的变量，

表示符号

中的变量；将符号

作为第L次符号分解得到的分解符号；

经过L次符号分解得到的

就是自适应O-OFDM符号分解的结果；令

当最大符号分解次数L越大，x_clip就越接近于符号

对均值为零的高斯分布的符号限幅，等效于对信号的幅度衰减，并加上非高斯分布的限幅噪声，可表示为：

其中，n_clip是非线性限幅噪声，η是幅度衰减因子，

η＝Q(Lλ_bottom)-Q(Lλ_top)，

其中λ_top＝ε_top/σ₀和λ_bottom＝ε_bottom/σ₀分别表示归一化限幅门限的上、下限，

表示互补累积函数，其中u是积分变量，v是互补累积函数自变量。

(6)加循环前缀，再组成帧。

对自适应分解符号

分别加上循环前缀(cyclic prefix，CP)，以抵抗光信号多径传播和光色散效应引起的符号间干扰，最后依次串行组成帧x_frame，帧结构如附图2所示。

(7)帧符号经过数模转换，再添加直流偏置B_DC，产生LED驱动信号x_LED(t)，

x_LED(t)＝x_frame(t)+B_DC。

驱动信号x_LED(t)直接调制LED的强度，LED发光功率正比于E[x_LED(t)]，

其中

为信号x_IFFT的概率密度函数。

参见附图3，一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，接收端的具体实施方式为：

(1)光电检测器将光信号转换为电信号。通常光电检测器的尺寸比可见光波长大上千倍，光信号在接收端的就形成了类似空间分集的效果，不存在多径衰落现象，光无线信道可看作是准静态信道，可以建模为加性高斯白噪声信道。

接收电信号表示为：

y(t)＝γx_LED(t)+n(t)，

其中，γ表示光电转换因子，n(t)为背景光噪声与电路热噪声之和，是独立于信号的加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise，AWGN)，单边功率谱密度为N₀。

(2)模拟到数字信号转换。对接收信号以周期为T/N进行均匀抽样，即一个O-OFDM符号周期T内抽样N个离散值。

(3)依次接收一帧中的所有分解符号，再拆分帧。删除各个分解符号的循环前缀，再分别延迟，得到时间上对齐的分解符号y₁，y₂，……y_L。然后按对应位相加，得到合并的O-OFDM符号。

接收端一帧中的L个分解符号可以表示为：

其中，n_l表示叠加在第l个O-OFDM分解符号上的加性高斯白噪声，l＝1,2,3,…,L，所有加性高斯白噪声具有相同的概率密度。

合并的O-OFDM符号为：

(4)将合并的O-OFDM符号串并转换，输入到N点快速傅里叶变换(FFT)模块。

ACO-OFDM***FFT输出频域信号为：

其中，N_AWGN和

分别为加性高斯白噪声和非高斯分布的限幅噪声的傅里叶变换；

为直流偏置B_DC的傅里叶变换。

同理，DCO-OFDM***FFT输出频域信号为：

其中

为非高斯分布的限幅噪声的傅里叶变换。

根据CLT，非高斯分布的限幅噪声经过FFT后转变为高斯分布的噪声，变化前后的信号功率不变。叠加在ACO-OFDM和DCO-OFDM***子载波上的噪声方差分别为：

其中

可以看出，限幅噪声的方差与归一化限幅门限和最大符号分解次数有关。

(5)均衡信道衰减，根据发送端光OFDM符号的映射结构，提取包含信息的子载波。

在ACO-OFDM***，提取Y_ACO的前一半奇数位子载波信号，得到长度为N/4的矢量信号

其中变量为：

其中，

表示均值为零、方差为1的高斯噪声，σ_ACO,clip和σ_AWGN分别表示限幅噪声和高斯噪声的均方差。由于直流偏置信号的傅里叶变换

只影响第0个子载波信号，对提取的子载波没有影响，因此直流项被删除。

在DCO-OFDM***，提取Y_DCO的第1到N/2-1个子载波信息，得到长度为N/2-1的提取矢量

其中变量为：

其中σ_DCO,clip表示限幅噪声均方差。

(6)将提取信号输入到QAM解调器，恢复出二进制信息序列。采用最大似然检测，矩形星座QAM解调比特误码率为：

其中，Γ_SNR为比特信噪比，表示QAM解调器输入的比特能量和噪声功率谱密度之比，

其中W表示光OFDM调制带宽。

仿真实验

通过仿真实验和理论分析结果相比较，验证一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法的合理性和可行性。

仿真参数：采用平均功率归一化的4QAM调制，IFFT/FFT的长度为N＝256，信号x_IFFT的方差

取值为-100dBm到60dBm，ACO-OFDM和DCO-OFDM的调制带宽W＝20MHz，高斯白噪声单边功率谱密度N₀＝10^-21A²/Hz。发端光源选取OSRAM LUW W5SM白光LED(型号：LUW W5SM-KXKY-6P7Q-Z，系列：Golden

制造商：OSRAM Opto Semiconductors Inc.)，LED的线性工作区为V_min＝0.1V，V_max＝1V，直流偏置B_DC＝0.2V，光电转换因子γ＝1A/W。因此，ACO-OFDM的上、下边限幅门限分别为ε_top＝0.8V和ε_bottom＝0V，DCO-OFDM的上、下边限幅门限分别为ε_top＝0.8V和ε_bottom＝-0.1V。

建立了蒙特卡洛误码率仿真模型。逆傅里叶变换输出的O-OFDM符号服从均值为零，方差为

的高斯分布，因此当给定信号x_IFFT的方差

在自适应O-OFDM符号分解时，每个符号需要的分解次数可能不同。在进行蒙特卡洛误码率仿真分析时，给定预尺度变换因子，循环统计10000次误码率，然后再求统计平均误码率，就是该

时的误码率。计算理论结果时，给定预尺度变换因子，计算所需要的平均符号分解次数，然后计算比特信噪比，最后带入到QAM解调比特误码率公式计算出理论误码率。

仿真结果

图4和图5所示为4QAM调制、子载波总数N＝16，

和

dBm时ACO-OFDM***符号分解图。图6和图7所示为4QAM调制、子载波总数N＝16，

和

时DCO-OFDM***符号分解图。横坐标表示时域离散抽样数，纵坐标表示信号电压，单位为伏特(V)。

ACO-OFDM***，限幅门限分别为ε_to_p＝0.8和ε_bottom＝0。图4(a)所示为IFFT后经过并串转换得到的时域信号

信号为双极性实数信号，具有反对称性。图4(b)为第一次符号分解输出的信号

信号范围在0至0.8之间。第二次符号分解输出信号

如图4(c)所示。可以看出，当

较小时，信号的幅值不是很大，经过两次符号分解就可以传输全部信息。图5(a)所示为在信号功率较大时IFFT输出信号时域图，符号的幅值很大。图5(b)、(c)、(d)和(e)分别为第一次、第二次、第三次和第四次符号分解的结果。可以看出，经过四次符号分解就把原来幅值很大的符号分解为4个幅值都在LED线性区范围的分解符号。

DCO-OFDM***，限幅门限分别为ε_top＝0.8和ε_bottom＝-0.1。图6(a)所示为IFFT后经过并串转换得到的时域信号，信号为双极性实数信号。图6(b)、(c)分别为第一次、第二次符号分解的结果。图7(a)所示为大信号功率下IFFT输出信号时域图，同样符号的幅值很大。图7(b)、(c)、(d)和(e)分别为四次符号分解的结果。可以看出，区别于ACO-OFDM信号，分解后的DCO-OFDM信号可以为负值，此时满足

图8和图9中横坐标表示O-OFDM符号方差，单位是分贝毫瓦(dBm)，纵坐标表示平均符号分解次数。短划线“——”代表固定符号分解次数为4时的平均符号分解次数，带符号

的实线代表最大符号分解次数为4时的平均符号分解次数。短点线“…”代表固定符号分解次数为8时的平均符号分解次数，带符号“☆”的实线代表最大符号分解次数为8时的平均符号分解次数。

从图8和图9可以看出，当

较小时信号处于LED工作区范围内的概率大，只需要很少次的符号分解。而随着

逐渐增大，需要的符号分解也逐渐增大。例如，在ACO-OFDM***，当

为21dBm时平均符号分解次数为2。当

为30dBm时平均符号分解次数为4。自适应O-OFDM符号分解串行传输***根据O-OFDM符号的幅值大小自适应的决定符号分解的次数，可以解决迭代信号限幅和O-OFDM符号分解串行传输***固定符号分解次数过大的问题，进而还可以提高***的通信速率和减小LED平均发光功率。

图10、11中横坐标表示O-OFDM符号方差，单位是分贝毫瓦(dBm)，纵坐标表示误比特率。带符号“■”的实线代表最大符号分解次数为2时的误码率理论值，带符号“□”的虚线代表最大符号分解次数为2时的误码率仿真值。带符号“●”的实线代表最大符号分解次数为4时的误码率理论值，带符号“○”的虚线代表最大符号分解次数为4时的误码率仿真值。带符号

的实线代表最大符号分解次数为6时的误码率理论值，带符号“△”的虚线代表最大符号分解次数为6时的误码率仿真值。带符号

的实线代表最大符号分解次数为8时的误码率理论值，带符号

的虚线代表最大符号分解次数为8时的误码率仿真值。带符号“★”的实线代表最大符号分解次数为10时的误码率理论值，带符号“☆”的虚线代表最大符号分解次数为10时的误码率仿真值。

从图10和图11可以看出，误码率仿真结果和理论分析值吻合，验证了本发明的***设计方案、具体实施过程和理论分析的正确性。当

较小时，信号的方差很小，处于LED线性工作区内的概率大，仅需要进行很少次符号分解，因此误码率性能不随最大符号分解次数的增大而改变，误码率性能曲线几乎都重合。解决了O-OFDM符号分解串行传输***在平均电符号功率较小时，随着符号分解次数的增大误码率性能变差的问题。另一方面，当

较大时，信号的方差变大，处于LED工作区范围外的概率大。当最大符号分解次数较小时，限幅噪声比较大，误码率性能较差。随着最大符号分解次数逐渐增大，限幅噪声逐渐变小，误码率性能逐渐变好。

图12、13中横坐标表示O-OFDM符号方差，单位是分贝毫瓦(dBm)，纵坐标表示平均光功率，单位是瓦(W)。带符号

的实线代表最大符号分解次数为6时自适应O-OFDM符号分解串行传输***的平均光功率理论值。带符号“☆”的实线代表最大符号分解次数为6时自适应O-OFDM符号分解串行传输***的平均光功率仿真值。短划线“--”代表固定符号分解次数为6时O-OFDM符号分解串行传输***的平均光功率值。

从图12和图13可以看出，自适应O-OFDM符号分解串行传输***的平均光功率仿真结果和理论分析值吻合。迭代信号限幅(ISC)和O-OFDM符号分解串行传输***(SDST)具有相同的平均光功率。自适应O-OFDM符号分解串行传输***的平均光功率比具有固定符号分解次数的ISC和SDST***更节约光功率。特别是在O-OFDM符号方差较小时，由于自适应O-OFDM符号分解串行传输***消除了全零符号，用更少的分解符号传输同样多的信息，因此更节约光功率。

以上是本发明的具体实施方式和仿真验证。应当指出，本领域的普通技术人员能够清楚的理解，本发明***设计方案所举的以上实施例和仿真仅用于说明和验证方法的合理性和可行性，而并不用于限制本发明方法。虽然通过实施例能有效说明和描述了本发明，本发明存在许多变化而不脱离本发明的精神。在不背离本发明方法的精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明方法做出各种相应的改变或变形，但这些相应的改变或变形均属于本发明方法要求的保护范围。

Claims (5)

1.一种抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，其步骤为：

发送端：

步骤1：对原始信息序列进行调制；

步骤2：对调制符号序列映射，使输出映射矢量满足厄米特对称性；

步骤3：映射矢量信号预尺度变换；

步骤4：逆傅里叶变换后并串转换，得到双极性实数光OFDM(O-OFDM)符号；

步骤5：自适应O-OFDM符号分解；

步骤6：给每个分解符号添加循环前缀(CP)，然后依次串行组帧；

步骤7：数模转换，然后加直流偏置，最后输入到LED；

接收端：

步骤1：光电检测器接收光信号并转换为电信号；

步骤2：电信号经模数转换为数字信号；

步骤3：拆分帧，并删除循环前缀，然后合并符号；

步骤4：串并转换，然后输入到傅里叶变换；

步骤5：均衡补偿信道衰减，再提取包含信息的子载波信号，最后解调恢复原始信息。

2.根据权利要求1所述的抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，其特征在于：发送端步骤3，对映射矢量乘以尺度变化因子，

X_scaled(n)＝αX_mapping(n)，

其中X_mapping(n)表示映射矢量X_mapping中的变量，n＝0,1,…,N-1，N是逆傅里叶变换的长度，X_scaled(n)表示预尺度变换输出变量，α表示尺度变换因子，

其中|·|表示取模运算，σ₀是逆傅里叶变换输出O-OFDM符号的均方差。

3.根据权利要求1所述的抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，其特征在于：发送端步骤5，本发明O-OFDM符号是指逆傅里叶变换输出的双极性实数矢量信号；自适应O-OFDM符号分解的过程就是根据O-OFDM符号的幅度、限幅门限和最大符号分解次数，对O-OFDM符号重复限幅的过程；

假设限幅门限的上、下限分别为ε_top和ε_bottom，最大符号分解次数为L，O-OFDM符号周期为T，并串转换输出符号

首先对符号

进行第一次限幅，表示为：

其中

表示第一次限幅输出符号

中的变量，k＝0,1,…,N-1，

表示符号

中的变量；将符号

作为第一次符号分解得到的分解符号；

然后用符号

减去符号

的差值作为第二次符号分解的判决符号

若

停止符号分解；若

则将符号

作为第二次限幅的输入符号；

第二次限幅表示为：

其中

表示第二次限幅输出符号

中的变量，

表示符号

中的变量；将符号

作为第二次符号分解得到的分解符号；

再用符号

减去

的差值作为第三次符号分解的判决符号

若

停止符号分解；若

则将符号

作为第三次限幅的输入符号；

依次类推，直到最大符号分解次数或者某次符号分解的判决符号等于零为止；

假设进行到最大符号分解次数L时结束符号分解，第L次限幅表示为：

其中

表示第L次限幅输出符号

中的变量，

表示符号

中的变量；将符号

作为第L次符号分解得到的分解符号；

经过L次符号分解得到的分解符号

就是自适应O-OFDM符号分解的结果；令

当最大符号分解次数L越大，x_clip就越接近于符号

对均值为零的高斯分布的符号限幅，等效于对符号的幅度衰减，并加上非高斯分布的限幅噪声，可表示为：

其中n_clip是非线性限幅噪声，η是幅度衰减因子，

η＝Q(Lλ_bottom)-Q(Lλ_top)，

其中λ_top＝ε_top/σ₀和λ_bottom＝ε_bottom/σ₀分别表示归一化限幅门限的上、下限，

表示互补累积函数，其中u是积分变量，v是互补累积函数自变量。

4.根据权利要求1所述的抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，其特征在于：发送端步骤6，对自适应O-OFDM符号分解得到的分解符号分别添加循环前缀(CP)以抵抗光信号多径传播和光色散效应引起的符号间干扰，然后依次串行组成帧x_frame。

5.根据权利要求1所述的抑制可见光通信LED非线性失真限幅噪声的方法，其特征在于：接收端步骤3，依次接收帧中的所有分解符号，再拆分帧；删除每个分解符号的循环前缀；再分别延迟至时间上对齐，按对应位相加得到合并的O-OFDM符号；

接收端帧中的L个分解符号可以表示为：

其中n_l表示叠加在第l个分解符号上的加性高斯白噪声，l＝1,2,3,…,L，所有加性高斯白噪声具有相同的概率密度，B_DC为直流偏置，γ表示光电转换因子；

合并的O-OFDM符号为：

Images