CN113824664A - 一种tcm-cpm信号在多径信道下的解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种TCM‑CPM信号在多径信道下的解调方法，实现步骤为：TCM‑CPM调制器对二进制序列进行调制，频偏估计器对调制信号进行频偏补偿，解调器对频偏补偿信号进行第一次维特比解调，之后解调器对频偏补偿信号进行第二次维特比解调。本发明在第二次维特比解调计算分支度量过程中，用已经解调出的码元、当前解调码元以及第一次解调结果对应的调制信号作为参考信号与信道增益值进行卷积，能够最大限度的抑制多径干扰对解调结果的影响，有效降低了误码率。

Description

一种TCM-CPM信号在多径信道下的解调方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，更进一步涉及一种TCM-CPM信号在多径信道下的解调方法，可用于TCM-CPM信号在多径环境下的解调。

背景技术

TCM-CPM调制由于其出色的功率和带宽效率而受到人们的密切关注。通过将固有的符号间干扰(ISI)引入信号中，可以轻松的调整TCM-CPM信号的频谱形状，以满足***要求。

连续相位调制CPM起源于上世纪70年代晚期，由于其恒包络的特性，受非线性失真的影响较小。再加上其频谱紧凑，高频分量少，旁瓣抑制大等优异特性，有着很好的发展前景。但在如今复杂的无线通信环境中，单纯的CPM调制技术是不能达到较好的误码性能的，信道编码技术必须被采用。对于功率受限的信道，采用信道编码可以在一定程度上使通信***获得编码增益，提高功率利用率，但这是以增加传输带宽或是降低有用信息速率为代价的。由于***的有效性和可靠性的矛盾，在功率和频带同时受限的信道中，传统的编码调制方法显得力不从心。

20世纪80年代，格形编码调制(Trellis-coded modulation,TCM)技术第一次被G.Ungerboeck等人提出，TCM将调制和编码作为一个整体来设计，它一方面采用纠错编码，同时又增加信号集点数，并未增加传输带宽，却获得了编码增益。TCM技术是信道编码技术的一次革命，它第一次解决了由信道编码造成的频谱利用率降低的问题。因此，将TCM技术与多进制CPM技术相结合，结合了两种的优点，将进一步提高通信***的性能。

在多径信道中，由多径衰落引起的时延扩展会导致更多的符号间干扰，会导致解调的误码率升高。TCM-CPM信号在多径信道下的解调中，关键点就在于如何消除多径干扰，获得更好的误码性能。为了消除多径干扰，降低误码率，可以在解调器前面加均衡器以消除多径干扰，但这样做势必会导致接收端结构复杂，增加接收端的设计难度。

张荣波于2017年发表的硕士论文TCM-CPM调制解调技术的研究一文中，公开了一种低复杂度的相干与非相干方式TCM-CPM信号的解调方法，该方法在相干解调中，采用基于相位距离路径排除算法减少了接收端相关运算量，在非相干解调中，采用基于判决反馈的简化状态非相干序列检测算法，通过合理的状态合并可以减少译码的状态数，在较小的性能损失的条件下，降低了接收机的复杂度，但是其是在高斯加性白噪声信道的前提下，当信道条件为多径信道时，无法解决多径干扰的问题，会导致误码率较高。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种TCM-CPM信号在多径信道下的解调方法，用于解决现有技术中存在的误码率较高的技术问题。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案包括如下步骤：

(1)TCM-CPM调制器对二进制序列进行调制：

(1a)发送端的TCM-CPM调制器将本地存储的M位导频序列添加到信源产生的二进制序列前面，形成N位待调制序列X，1≤M＜N，N≥2；

(1b)发送端的TCM-CPM调制器对待调制序列X进行TCM-CPM数字调制，得到离散的TCM-CPM调制信号S＝{s_k|1≤k≤NN_s}，并将S通过N_c条多径信道发送至接收端，其中，s_k表示第k个样点，N表示S包含的码元个数，N_s表示每个码元包含的样点个数，S中前MN_s个样点为导频信号，其余的(N-M)N_s个样点为数据信号，N_c≥2；

(2)频偏估计器对调制信号进行频偏补偿：

接收端的频偏估计器接收S经过N_c条多径信道后形成的多径干扰信号Y，并采用旋转平均周期图RPA方法，通过Y中的导频信号对Y进行频偏估计，再利用频偏估计得到的频偏值Δf对Y进行频偏补偿后，将Y的频偏补偿信号R发送至解调器，其中Y＝{y_k|1≤k≤NN_s}，R＝{r_k|1≤k≤NN_s}，y_k表示s_k受到多径干扰后的样点，r_k表示y_k频偏补偿后的样点；

(3)解调器对频偏补偿信号R进行第一次维特比解调：

(3a)接收端的解调器初始化参数：初始化码元时刻n＝1，初始化解调器网格图包括V个状态节点，固定初始状态节点为

每个状态节点的路径度量值为0，初始化参考解调码元

(3b)接收端的解调器计算第n个码元时刻进入每个状态节点的P条分支度量，其中从状态节点

转移到状态节点

的分支度量

的计算公式为：

其中，P≥2，c_n为由第n-1个码元时刻的状态节点

转移到第n个码元时刻的状态节点

对应的解调码元，

为第n-1个码元时刻的解调器网格图的第v'个状态节点，

为第n个码元时刻的解调器网格图的第v个状态节点，1≤n≤N，1≤v,v'≤V，r_k为第n个码元的第m个样点，k＝(n-1)N_s+m，1≤m≤N_s，

是S_temp中的一个样点，

表示信道增益估计值与参考信号S_ref的卷积，

为信道增益估计值，j_max为模值最大的ρ_j对应的下标，S_ref表示{C_temp,c_n}对应的TCM-CPM调制信号；

(3c)接收端的解调器通过计算出的第n个码元时刻的进入每个状态节点的P个分支度量，分别累加到第n-1个码元时刻对应的转出状态节点的路径度量上，得到第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值；

(3d)接收端的解调器将第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值中最大值所对应的路径作为幸存路径，并取所有状态节点的幸存路径中路径度量值最大的路径作为临时最大似然路径，回溯临时最大似然路径，得到的解调码元即为参考解调码元C_temp＝{c_i|1≤i≤n}；

(3e)判断n＝N是否成立，若是，则在第N个码元时刻的幸存路径中，选取路径度量值最大的作为最大似然路径，回溯最大似然路径，得到第一次维特比解调结果C_ref＝{c'_n|1≤n≤N}，否则令n＝n+1，并执行步骤(3b)；

(4)解调器对频偏补偿信号R进行第二次维特比解调：

(4a)接收端的解调器进行初始化：初始化码元时刻n＝1，初始化解调器网格图包括V个状态节点，固定初始状态节点为

每个状态节点的路径度量值为0，初始化参考解调码元

(4b)接收端的解调器计算第n个码元时刻进入每个状态节点的P条分支度量，其中从状态节点

转移到状态节点

的分支度量

的计算公式为：

其中，

是S′_temp中的一个样点，

表示信道增益估计值与参考信号S′_ref的卷积，

为信道增益估计值，j_max为模值最大的ρ_j对应的下标，S′_ref表示{C_temp,c_n,C′_ref}对应的TCM-CPM调制信号，C′_ref为第一次解调结果C_ref中第n个码元后面的符号；

(4c)接收端的解调器通过计算出的第n个码元时刻的进入每个状态节点的P个分支度量，分别累加到第n-1个码元时刻对应的转出状态节点的路径度量上，得到第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值；

(4d)接收端的解调器将第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值中最大值所对应的路径作为幸存路径，并取所有状态节点的幸存路径中路径度量值最大的路径作为临时最大似然路径，回溯临时最大似然路径，得到的解调码元即为参考解调码元C_temp＝{c_i|1≤i≤n}；

(4e)判断n＝N是否成立，若是，则在第N个码元时刻的幸存路径中，选取路径度量值最大的作为最大似然路径，回溯最大似然路径，得到第二次维特比解调结果C＝{c_n|1≤n≤N}，即TCM-CPM信号在多径信道下的解调结果，否则令n＝n+1，并执行步骤(4b)；

本发明与现有技术相比，具有以下优点：

本发明首先通过解调器对频偏补偿信号R进行第一次维特比解调，并以第一次维特比解调的结果作为参考信号，对频偏补偿信号R进行第二次维特比解调，第二次维特比解调计算分支度量过程中，用已经解调出的码元、当前解调码元以及第一次解调结果对应的调制信号作为参考信号与信道增益值进行卷积，能够最大限度的抑制多径干扰对解调结果的影响，与现有技术相比，有效的降低了误码率。

附图说明

图1为本发明的实现流程图。

图2为本发明和现有技术在信道参数为[0.1,0.98,0.66]时进行TCM-CPM信号解调的误码率曲线对比图。

图3为本发明和现有技术在信道参数为[0.2,0.98,0.66]时进行TCM-CPM信号解调的误码率曲线对比图。

图4为本发明和现有技术在信道参数为[0.3,0.98,0.66]时进行TCM-CPM信号解调的误码率曲线对比图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细描述。

参照图1，本发明包括如下步骤：

本实施例包含两部分，分别为发送端和接收端。发送端包含信源以及TCM-CPM调制器，接收端包含频偏估计器以及解调器。

步骤1)TCM-CPM调制器对二进制序列进行调制：

(1a)发送端的TCM-CPM调制器将本地存储的M位导频序列添加到信源产生的二进制序列前面，形成N位待调制序列X，本实施例M＝53，N＝1059。

(1b)发送端的TCM-CPM调制器对待调制序列X进行TCM-CPM数字调制，得到离散的TCM-CPM调制信号S＝{s_k|1≤k≤NN_s}，并将S通过N_c条多径信道发送至接收端，其中，s_k表示第k个样点，N表示S包含的码元个数，N_s表示每个码元包含的样点个数，S中前MN_s个样点为导频信号，其余的(N-M)N_s个样点为数据信号，N_c＝3,N_s＝8；

第k个样点s_k的TCM-CPM数字调制公式为：

其中T为码元周期，E为码元能量，f_c为载波频率，T_s为样点间隔，T_s＝T/N_s，α＝(α_n|1≤n≤N)为TCM编码映射后的J进制信息符号序列，α_i∈{±1,±3,±(J-1)}为α中的一个元素，φ(kT_s,α)为相位函数，θ_n表示第n个码元的累积相位，k＝nN_s+m,m∈{1,2,...,N_s}，h表示调制指数，L表示相位约束长度，q(kT_s)为相位脉冲。

步骤2)频偏估计器对调制信号进行频偏补偿：

接收端的频偏估计器接收S经过N_c条多径信道后形成的多径干扰信号Y，并采用旋转平均周期图RPA方法，通过Y中的导频信号对Y进行频偏估计，再利用频偏估计得到的频偏值Δf对Y进行频偏补偿后，将Y的频偏补偿信号R发送至解调器，其中Y＝{y_k|1≤k≤NN_s}，R＝{r_k|1≤k≤NN_s}，y_k表示s_k受到多径干扰后的样点，r_k表示y_k频偏补偿后的样点；

其中，第k个受到多径干扰后的样点y_k的频偏补偿的公式为：

其中，e为自然常数，j表示虚数单位。

频偏补偿的目的是主要是为了消除由发送端与接收端的相互移动而引发的多普勒频移，由于多普勒频移的存在会造成解调误码率的增大，导致解调性能恶化，因此必须进行频偏估计。

步骤3)解调器对频偏补偿信号R进行第一次维特比解调：

(3a)接收端的解调器初始化参数：初始化码元时刻n＝1，初始化解调器网格图包括V个状态节点，固定初始状态节点为

每个状态节点的路径度量值为0，初始化参考解调码元

(3b)接收端的解调器计算第n个码元时刻进入每个状态节点的P条分支度量，其中从状态节点

转移到状态节点

的分支度量

的计算方法为：

其中，P≥2，c_n为由第n-1个码元时刻的状态节点

转移到第n个码元时刻的状态节点

对应的解调码元，

为第n-1个码元时刻的解调器网格图的第v'个状态节点，

为第n个码元时刻的解调器网格图的第v个状态节点，1≤n≤N，1≤v,v'≤V，r_k为第n个码元的第m个样点，k＝(n-1)N_s+m，1≤m≤N_s，

是S_temp中的一个样点，

表示信道增益估计值与参考信号S_ref的卷积，

为信道增益估计值，j_max为模值最大的ρ_j对应的下标，S_ref表示{C_temp,c_n}对应的TCM-CPM调制信号；

在计算分支度量的过程中，用信道增益的估计值与参考信号S_ref进行卷积，这样可以消除第n个码元时刻之前的码元影响，但由于参考信号S_ref中没有第n个码元时刻后面的码元，故无法完全消除后面码元时刻的影响，多径干扰不能完全消除，会导致分支度量的计算不是最准确的，从而导致误码率的增大，影响解调性能；

(3c)接收端的解调器通过计算出的第n个码元时刻的进入每个状态节点的P个分支度量，分别累加到第n-1个码元时刻对应的转出状态节点的路径度量上，得到第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值；

(3d)接收端的解调器将第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值中最大值所对应的路径作为幸存路径，并取所有状态节点的幸存路径中路径度量值最大的路径作为临时最大似然路径，回溯临时最大似然路径，得到的解调码元即为参考解调码元C_temp＝{c_i|1≤i≤n}；

(3e)判断n＝N是否成立，若是，则在第N个码元时刻的幸存路径中，选取路径度量值最大的作为最大似然路径，回溯最大似然路径，得到第一次维特比解调结果C_ref＝{c'_n|1≤n≤N}，否则令n＝n+1，并执行步骤(3b)；

步骤4)解调器对频偏补偿信号R进行第二次维特比解调：

(4a)接收端的解调器进行初始化：初始化码元时刻n＝1，初始化解调器网格图包括V个状态节点，固定初始状态节点为

每个状态节点的路径度量值为0，初始化参考解调码元

由于第一次解调过程中无法完全消除多径干扰，因此第一次解调的结果必然不是最准确的，为了降低误码率，我们将第一次解调的结果作为参考信号，以此来消除多径干扰；

(4b)接收端的解调器计算第n个码元时刻进入每个状态节点的P条分支度量，其中从状态节点

转移到状态节点

的分支度量

的计算方法为：

其中，

是S′_temp中的一个样点，

表示信道增益估计值与参考信号S′_ref的卷积，

为信道增益估计值，j_max为模值最大的ρ_j对应的下标，S′_ref表示{C_temp,c_n,C′_ref}对应的TCM-CPM调制信号，C′_ref为第一次解调结果C_ref中第n个码元后面的符号；

在分支度量的计算中参考信号S′_ref是由三部分构成的，分别为{C_temp,c_n,C′_ref}，这样再与信道增益的估计值进行卷积时，就可以完全消除前后码元的影响，消除多径干扰，降低误码率；

(4c)接收端的解调器通过计算出的第n个码元时刻的进入每个状态节点的P个分支度量，分别累加到第n-1个码元时刻对应的转出状态节点的路径度量上，得到第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值；

(4d)接收端的解调器将第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值中最大值所对应的路径作为幸存路径，并取所有状态节点的幸存路径中路径度量值最大的路径作为临时最大似然路径，回溯临时最大似然路径，得到的解调码元即为参考解调码元C_temp＝{c_i|1≤i≤n}；

(4e)判断n＝N是否成立，若是，则在第N个码元时刻的幸存路径中，选取路径度量值最大的作为最大似然路径，回溯最大似然路径，得到第二次维特比解调结果C＝{c_n|1≤n≤N}，即TCM-CPM信号在多径信道下的解调结果，否则令n＝n+1，并执行步骤(4b)。

以下通过仿真实验对本发明的技术效果作进一步说明：

1.仿真条件和内容：

仿真使用MATLAB R2017a仿真软件，信道参数分别取[0.1,0.98,0.66]、[0.2,0.98,0.66]以及[0.3,0.98,0.66]，只变化第一条径的参数是因为第一条径在卷积后对应的是当前码元后面时刻码元的影响。仿真次数为25000次。

对本发明和现有的TCM-CPM信号的解调方法在信道参数为[0.1,0.98,0.66]、[0.2,0.98,0.66]、[0.3,0.98,0.66]时进行TCM-CPM信号解调的误码率的对比仿真，其结果如图2、图3、图4所示。

2.仿真结果分析：

参照图2，图中横坐标为信噪比，单位为dB，纵坐标为误码率。从图2中可以看出，在信噪比较低时，本发明与现有解调技术的误码率比较接近，当信噪比逐渐增大时，本发明的误码率优势逐渐体现出来，在误码率为10^-5级别性能会有0.3dB左右的提升。从图3中可以看出，本发明的误码率在10^-5级别性能会有0.8dB左右的提升。从图3中可以看出，本发明的误码率在10^-5级别性能会有1.2dB左右的提升。对比图2，图3，图4可以看出，当主径之前的信道参数越大时，即仿真过程中第一径的参数越大时，本发明相对现有技术的误码率降低的幅度越大。

Claims (3)

1.一种TCM-CPM信号在多径信道下的解调方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)TCM-CPM调制器对二进制序列进行调制：

(1a)发送端的TCM-CPM调制器将本地存储的M位导频序列添加到信源产生的二进制序列前面，形成N位待调制序列X，1≤M＜N，N≥2；

(1b)发送端的TCM-CPM调制器对待调制序列X进行TCM-CPM数字调制，得到离散的TCM-CPM调制信号S＝{s_k|1≤k≤NN_s}，并将S通过N_c条多径信道发送至接收端，其中，s_k表示第k个样点，N表示S包含的码元个数，N_s表示每个码元包含的样点个数，S中前MN_s个样点为导频信号，其余的(N-M)N_s个样点为数据信号，N_c≥2；

(2)频偏估计器对调制信号进行频偏补偿：

接收端的频偏估计器接收S经过N_c条多径信道后形成的多径干扰信号Y，并采用旋转平均周期图RPA方法，通过Y中的导频信号对Y进行频偏估计，再利用频偏估计得到的频偏值Δf对Y进行频偏补偿后，将Y的频偏补偿信号R发送至解调器，其中Y＝{y_k|1≤k≤NN_s}，R＝{r_k|1≤k≤NN_s}，y_k表示s_k受到多径干扰后的样点，r_k表示y_k频偏补偿后的样点；

(3)解调器对频偏补偿信号R进行第一次维特比解调：

(3a)接收端的解调器初始化参数：初始化码元时刻n＝1，初始化解调器网格图包括V个状态节点，固定初始状态节点为

每个状态节点的路径度量值为0，初始化参考解调码元

(3b)接收端的解调器计算第n个码元时刻进入每个状态节点的P条分支度量，其中从状态节点

转移到状态节点

的分支度量

的计算公式为：

其中，P≥2，c_n为由第n-1个码元时刻的状态节点

转移到第n个码元时刻的状态节点

对应的解调码元，

为第n-1个码元时刻的解调器网格图的第v'个状态节点，

为第n个码元时刻的解调器网格图的第v个状态节点，1≤n≤N，1≤v,v'≤V，r_k为第n个码元的第m个样点，k＝(n-1)N_s+m，1≤m≤N_s，

是S_temp中的一个样点，

表示信道增益估计值与参考信号S_ref的卷积，

为信道增益估计值，j_max为模值最大的ρ_j对应的下标，S_ref表示{C_temp,c_n}对应的TCM-CPM调制信号；

(3c)接收端的解调器通过计算出的第n个码元时刻的进入每个状态节点的P个分支度量，分别累加到第n-1个码元时刻对应的转出状态节点的路径度量上，得到第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值；

(3d)接收端的解调器将第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值中最大值所对应的路径作为幸存路径，并取所有状态节点的幸存路径中路径度量值最大的路径作为临时最大似然路径，回溯临时最大似然路径，得到的解调码元即为参考解调码元C_temp＝{c_i|1≤i≤n}；

(3e)判断n＝N是否成立，若是，则在第N个码元时刻的幸存路径中，选取路径度量值最大的作为最大似然路径，回溯最大似然路径，得到第一次维特比解调结果C_ref＝{c′_n|1≤n≤N}，否则令n＝n+1，并执行步骤(3b)；

(4)解调器对频偏补偿信号R进行第二次维特比解调：

(4a)接收端的解调器进行初始化：初始化码元时刻n＝1，初始化解调器网格图包括V个状态节点，固定初始状态节点为

每个状态节点的路径度量值为0，初始化参考解调码元

(4b)接收端的解调器计算第n个码元时刻进入每个状态节点的P条分支度量，其中从状态节点

转移到状态节点

的分支度量

的计算公式为：

其中，

是S′_temp中的一个样点，

表示信道增益估计值与参考信号S′_ref的卷积，

为信道增益估计值，j_max为模值最大的ρ_j对应的下标，S′_ref表示{C_temp,c_n,C′_ref}对应的TCM-CPM调制信号，C′_ref为第一次解调结果C_ref中第n个码元后面的符号；

(4c)接收端的解调器通过计算出的第n个码元时刻的进入每个状态节点的P个分支度量，分别累加到第n-1个码元时刻对应的转出状态节点的路径度量上，得到第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值；

(4d)接收端的解调器将第n个码元时刻每个状态节点的P个更新后的路径度量值中最大值所对应的路径作为幸存路径，并取所有状态节点的幸存路径中路径度量值最大的路径作为临时最大似然路径，回溯临时最大似然路径，得到的解调码元即为参考解调码元C_temp＝{c_i|1≤i≤n}；

(4e)判断n＝N是否成立，若是，则在第N个码元时刻的幸存路径中，选取路径度量值最大的作为最大似然路径，回溯最大似然路径，得到第二次维特比解调结果C＝{c_n|1≤n≤N}，即TCM-CPM信号在多径信道下的解调结果，否则令n＝n+1，并执行步骤(4b)。

2.根据权利要求1所述的一种TCM-CPM信号在多径信道下的解调方法，其特征在于，步骤(1b)中所述的发送端的TCM-CPM调制器将待调制序列X进行TCM-CPM数字调制，其中，第k个样点s_k的TCM-CPM数字调制公式为：

其中T为码元周期，E为码元能量，f_c为载波频率，T_s为样点间隔，T_s＝T/N_s，α＝(α_n|1≤n≤N)为TCM编码映射后的J进制信息符号序列，α_i∈{±1,±3,±(J-1)}为α中的一个元素，φ(kT_s,α)为相位函数，θ_n表示第n个码元的累积相位，k＝nN_s+m,m∈{1,2,...,N_s}，h表示调制指数，L表示相位约束长度，q(kT_s)为相位脉冲。

3.根据权利要求1所述的一种TCM-CPM信号在多径信道下的解调方法，其特征在于，步骤(2)中所述的利用频偏估计得到的频偏值Δf对Y进行频偏补偿，其中，第k个受到多径干扰后的样点y_k的频偏补偿的公式为：

其中，e为自然常数，j表示虚数单位。

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