CN113809966A - 基于混合趋近律的永磁同步电机mras控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法,该方法如下：本发明速度控制器由一种基于混合趋近律(Hybrid Reaching Law,HRL)的新型滑模控制器(Novel Sliding Mode Control，NSMC)代替传统的PI控制器，该混合趋近律由终端趋近律和指数比例趋近律两部分组成。与传统的恒速比例趋近律(Constant plus Proportional Rate Reaching Law，CPRL)相比，它能有效地抑制抖振，缩短趋近时间。观测器部分采用MRAS观测器代替传统的滑模观测器，基于MRAS的速度估计算法简单，计算量小，是一种有效的速度估计方法。

Description

基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法。

背景技术

永磁同步电机(PMSM,Permanent Magnet Synchronous Motor)由于具有高转矩比、高效率以及高功率密度等特点，已被广泛应用于高性能调速***中作为常用的交流电机，具有一般无刷电机结构简单、体积小、重量轻、寿命长等优点，同时也具有效率高、运行可靠、调速性能好等优良特性，有利于电机***向小型轻量化、高性能、高效节能方向发展，由于具有高转矩比、高效率以及高功率密度等优点，已被广泛应用于高性能调速***中。

控制器对电机参数的变化十分敏感。传统的比例积分(PI,ProportionalIntegral)控制等线性控制方法难以提供令人满意的控制性能。尽管PI调节器与预测控制***相比具有自动补偿建模误差的能力，但是PI控制方法需要***精确的数学模型，而PMSM是一个多变量、强耦合、变参数、非线性的复杂的***，对实际***中存在的参数摄动和负载扰动等十分敏感，进而难以获得较精确的数学模型。当***参数变化时，传统的PI控制方法不能在满足高性能控制的前提下有效控制PMSM。

为了提高***的鲁棒性，人们研究了非线性控制方法，如鲁棒控制、自适应控制、预测控制、状态反馈控制、和滑模控制。在这些非线性控制方案中，滑模控制策略受到了广泛的关注。滑模控制是一种变结构控制策略，它采用切换控制律来改变驱动***的动态特性。对参数变化不敏感，动态响应快。在这些滑模控制策略中，趋近律方法与趋近过程直接相关，通过合理设计趋近律，可以有效地抑制抖振，保持控制器的高跟踪性能。然而，控制器设计的复杂性给其在动态***中的应用带来了挑战。为了获得控制***的扰动观测，提出了基于观测器的方法，但是仍旧存在抖振的问题。

发明内容

本发明提供一种基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法，将滑模控制、混合趋近律与模型参考自适应***相结合，解决现有控制方法存在抖振以及鲁棒性不高的问题。

为了达到上述目的，本发明的技术方案如下：

一种基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法,包括以下步骤：

步骤1：将基于混合趋近律的滑模控制器接入到永磁同步电机调速***上，代替速度环的PI控制器；

步骤2：将MRAS观测器模块同样接入到永磁同步电机调速***上，代替机械编码器；

步骤3：采集永磁同步电机三相电流ia、ib、ic，经过clark变换得到α-β轴电流iα、iβ，再经park变换，得到d-q轴电流id、iq；

步骤4：将id、iq电流分别输入到电流环的PI控制器中，再将PI控制器输出的d-q轴电压ud、uq输入到MRAS观测器模块中；

步骤5：采用MRAS算法，对永磁同步电机进行电机转速

和转子位置

估计，从而实现永磁同步电机的控制；

步骤6：将估计得到的电机转速

和速度给定值作差之后输入转速环基于混合趋近律的滑模控制器中，得到q轴电流参考值iq^*。

步骤7：将d-q轴的电压ud、uq输入到PARK逆变换模块中，变换得到两相静止坐标系下电压参考值uα和uβ；

步骤8：将uα和uβ输入到SVPWM调制模块中，进而对逆变器进行驱动，逆变器输出三相交流电，实现对永磁同步电机的驱动控制。

进一步的，所述步骤1的混合趋近律为：

其中λ是常数，a＞0，m＞0，b＞0，0＜K＜I，x是***状态变量，定义

且满足0＜ζ＜1。

所述步骤5和步骤6基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法采用下式计算q轴电流i_q ^ref和转子角度位置

其中

η和k是常数，p和q是正奇数，满足p大于q。

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：

本发明所提出的方法在设计上解决了原有滑模控制存在抖振的以及鲁棒性不高的问题，解决了传统的比例积分(PI)控制策略等线性控制方法难以提供令人满意的控制性能的问题。利用混合趋近律将***的不连续控制作用在滑模变量的高阶微分上，从而削弱了***抖振。引入模型参考自适应***对进行动态调节，以克服控制增益需不确定性的界来确定的局限性，进而提高***的控制性能，最终实现本实用新型的目的即提高***的鲁棒性，削弱***的抖振。

附图说明

图1为本发明的整体结构图。

图2为本发明的转子位置估计值与实际值的变化曲线。

图3为本发明的转子位置误差变化曲线。

图4为本发明的转速估计值与实际值变化曲线。

图5为本发明的转速估计误差变化曲线。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施方式。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施方式。相反地，提供这些实施方式的目的是使对本发明的公开内容理解的更加透彻全面。

下面结合附图对本发明实例提供的基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法进行详细描述。本例实施于永磁同步电机速度控制中，采用双闭环控制，内环为电流环，外环为速度环。

本发明方法的基本思路如下：针对永磁同步电机伺服***，在设计上解决了原有滑模控制存在抖振的以及鲁棒性不高的问题，解决了传统的比例积分(PI)控制策略等线性控制方法难以提供令人满意的控制性能的问题。利用混合趋近律将***的不连续控制作用在滑模变量的高阶微分上，从而削弱了***抖振。引入模型参考自适应***对进行动态调节，以克服控制增益需不确定性的界来确定的局限性，进而提高***的控制性能，最终实现本实用新型的目的即提高***的鲁棒性，削弱***的抖振。

恒速比例趋近律滑模控制器设计：

与一般滑模变结构控制相比，趋近律要求控制***逼近滑模面以达到稳定条件。传统的恒速比例趋近律的基本形式如下：

其中s和sgn()分别是估计和实际状态变量(即滑动模态变量)和sgn()函数之间的误差。ε符号表示等速到达项。它在趋近运动阶段的到达速度是等速的，通过调节参数ε可以改变趋近速度。趋近速度随参数ε的增大而增大，反之亦然。λs是常数加比例速率项。

为了说明滑模控制理论，考虑了一个具有如下状态方程的二阶非线性***：

其中x＝[x₁，x₂]是***状态向量，d(x)表示***扰动，f(x)和b(x)分别是***状态的有界非线性矩阵函数。

***的滑模面函数定义为：s＝x₁+cx₂ (3)。

其中参数c是所选滑模切换面的系数，它将影响***轨迹进入滑模后状态变量的收敛速度。这样的***滑动面函数保证了滑动面的可达性和滑动模态运动的稳定性。到达率直接受系数c的影响。

将(3)代入(1)得到：

根据(2)和(4)，可以如下获得控制输入：

u＝-b(x)^-1[c^-1(x₂+εsgn(s)+λs)+f(x)+d(x)] (5)。

由于控制输入中存在符号函数，滑模控制器的抖振不可避免。抖振水平直接受ε值的影响。

考虑到***状态轨迹从s＞0侧向滑模面移动，(1)可简化为：

通过求解(6)可以得到滑模变函数：

其中s(0)表示滑动面的初始状态。

当***状态到达滑动面时，满足s(t)＝0。到达时间可通过(7)简化

根据上述公式，常数+比例速率趋近律的趋近时间可通过参数λ进行调整。随着λ值的增大，***的鲁棒性得到提高，同时逼近速度也得到提高，但随着λ值的增大，控制输出的抖振水平也相应提高。

因此，在恒速比例趋近律下，趋近速度和抖振水平是矛盾的。为了解决这一基本矛盾，在恒速比例趋近律的基础上，提出了一种新的趋近律。

提出了一种基于终端到达部分控制的混合趋近律方法，进一步抑制了滑动抖振，避免了传统控制律中开关函数项对***控制性能的影响。趋近定律表示为：

其中a＞0，m＞0，b＞0，0＜K＜1。x是***状态变量。p和q是正奇数，满足p大于q。

混合趋近律由两部分组成：终端趋近律和指数比例趋近律。终端到达部分用-m|x|^as^q/p表示，它在终端滑模的基础上结合***状态变量的幂函数，形成可变的终端接近方式。指数+比例速率到达部分用

表示。在纯指数趋近律的基础上引入了***状态变量的指数函数，给出了***状态变量的指数趋近模式。

由于在趋近律中引入了***状态变量，因此滑模趋近速度与***状态有关。当状态变量|x|值较大时(即滑模控制***轨迹远离滑模切换面)。在***状态逼近滑模切换面s的过程中，终端到达部分和指数比例速率到达部分同时工作。当滑模切换面较远时，趋近系数足够大，可以加快收敛过程。

另一方面，当状态变量|x|相对较小时(即滑模控制***轨迹接近滑模切换面)，变量指数加比例速率到达部分的到达速度接近于零。因此，***状态以变终端滑模逼近滑模切换面。状态变量|x|进入滑模切换面，在控制输出下移动到平衡点，使终端到达部分的到达速度不断降低。因此，当***进入滑动面时，到达速度降低，并且有效地抑制抖振。

综上所述，在***状态相对接近滑模面的情况下，终端到达模式保持快速到达速度。当状态轨迹远离平衡点时，恒速到达模更快地逼近滑模面。提出的混合趋近律结合了两者的优点，实现了全局快速收敛。此外，在趋近律中引入了***状态变量的幂函数，抑制了***的抖振。

到达时间可以从0到t计算为：

当混合趋近律的趋近速度等于传统的指数趋近律(即t＝t₁)时，可以得到：

定义

为ζ，满足0＜ζ＜1，趋近律中的参数关系可简化为：

由(12)可知：

因此，提出的混合趋近律中的变指数趋近部分的趋近系数大于恒速比例趋近律，说明混合趋近律中的变指数趋近部分具有更大的趋近速度。

用到的滑模控制***的状态变量可以定义为：

其中

是参考机械速度，ω_m是实际输出速度。

***的状态方程可以表示为：

其中

由于不考虑负载扰动

的变化，满足C＝0。

选择线性滑动模态曲面，如下所示：s＝x₂+ηx₁ (17)。

其中η是常数。

控制器的输出为：

参考q轴电流为：

MRAS的参考模型与可调模型的确定：

对于表贴式三相永磁同步电机，同步旋转坐标系下的电压方程为：

为了便于分析，将式(20)写为电流方程的形式：

式(21)可变为：

将式(22)写成状态空间表达式，即：

其中：

状态矩阵A中包含转子速度信息，因此可将此式作为可调模型，ω_e为待辨识的可调参数，而三相永磁同步电机本身作为参考模型。

参考自适应律的确定：

将式(22)以估计值表示，可得：

定义广义误差：

可得：

其中：

转子位置估计值为：

本发明是通过上述方法，实现的基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制***结构简单，易于实现，鲁棒性好，具有转速响应速度快和跟踪误差小的优点，提高了***的稳定性，有效地改善了***的动、静态运行性能。本发明可以应用于各种功率的永磁同步电机速度闭环控制。

图2和图3表明转子位置跟踪性能好，且转子位置误差变化极小，在短时间内误差趋近于0，说明观测器稳定，动态性能良好，同时对参数变化的不确定性具有鲁棒性。

图4和图5说明当电机从零速上升到参考转速600r/min时，转速估计误差在转速的上升阶段有较大值，但随着转速的上升且稳定运行后转速估计误差逐渐减小，转子位置的估计误差也逐渐减小。因此可以说明，基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法能够满足实际电机控制性能的需要。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (2)

1.一种基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法,其特征在于,包括以下步骤：

步骤1：将基于混合趋近律的滑模控制器接入到永磁同步电机调速***上，代替速度环的PI控制器；

步骤2：将MRAS观测器模块同样接入到永磁同步电机调速***上，代替机械编码器；

步骤3：采集永磁同步电机三相电流ia、ib、ic,经过clark变换得到α-β轴电流iα、iβ,再经park变换，得到d-q轴电流id、iq；

步骤4：将id、iq电流分别输入到电流环的PI控制器中，再将PI控制器输出的d-q轴电压ud、uq输入到MRAS观测器模块中；

步骤5：采用MRAS算法，对永磁同步电机进行电机转速

和转子位置

估计，从而实现永磁同步电机的控制；

步骤6：将估计得到的电机转速

和速度给定值作差之后输入转速环基于混合趋近律的滑模控制器中，得到q轴电流参考值iq^*。

步骤7：将d-q轴的电压ud、uq输入到PARK逆变换模块中，变换得到两相静止坐标系下电压参考值uα和uβ；

步骤8：将uα和uβ输入到SVPWM调制模块中，进而对逆变器进行驱动，逆变器输出三相交流电，实现对永磁同步电机的驱动控制。

2.根据权利要求1所述的基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法，其特征在于,所述步骤1的混合趋近律为：

其中λ是常数，a>0，m>0，b>0，0<K<1，x是***状态变量，定义

且满足0<ζ<1。

所述步骤5和步骤6基于混合趋近律的永磁同步电机MRAS控制方法采用下式计算q轴电流

和转子角度位置

其中

η和k是常数，p和q是正奇数，满足p大于q。

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