CN113746431B - 一种带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，包括:中频跨导级，用于输入中频差分信号经跨导放大转换为电流信号进入到本振开关级用作进一步混频；本振开关级，用于将本振差分信号与和中频差分信号进行混频操作，形成混频后的射频差分信号；射频负载级，用于接收混频后的射频差分信号输出到射频匹配网络转换为单端射频信号后输出。本发明提供的带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器拓扑结构，中频、本振、射频均可覆盖较宽工作频段，在线性度、增益及增益平坦度、隔离度、功耗、设计成本等指标间做到良好的权衡，兼具镜像抑制的功能，满足多标准发射机的使用需求。

Description

一种带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别是涉及一种带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器。

背景技术

随着毫米波频段在商业市场的广泛应用，对低成本、高集成度收发***的需求与日俱增。现代无线通信的数据速率呈指数级增长，这对通信***的工作带宽也提出了更高的要求。混频器作为毫米波收发***中一个重要的变频模块，在整个***的运行中起到了承上启下的作用，其工作带宽、增益、线性度、杂散抑制等指标直接影响到收发***的工作状态。

传统宽带上混频器的设计大多采用无源结构，具有较好的工作带宽和线性度，但存在变频损耗大、端口隔离度小、本振工作功率较大的问题。有源混频器相比之下可以实现更好的增益和隔离度，本振功率的需求也相对较小，但是工作频率和线性度会受到一定的限制。若要在保证中频端口、本振端口和射频端口都具备较宽工作频段的情况下，依旧兼具较好的增益、线性度，这将是一个需要衡量和解决的难题。

在上混频器中，发射信号经过变频会产生上边带信号和下边带信号，使用时需要对其工作边带进行选择。对于上混频器中镜像抑制的问题，主要存在两种解决途径，一是采用镜像抑制的架构，二是采用合适的选频方式。前者对于镜像信号的抑制几乎适用于各种频段选择条件下，但缺点是会增加上混频模块设计的复杂性，设计成本也会增加；后者几乎不会增加设计成本，但会很大程度上限制频段选择的范围。使用何种实现方式需要结合实际情况进一步考虑。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术中存在的技术缺陷，而提供一种带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器。

为实现本发明的目的所采用的技术方案是：

一种带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，包括：

中频跨导级，用于输入中频差分信号经跨导放大转换为电流信号进入到本振开关级用作进一步混频，由第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂构成，该第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的发射极接地、基极接将输入的中频信号经转换为差分信号的中频匹配网络的输出端；

本振开关级，用于将本振差分信号与和中频差分信号进行混频操作，形成混频后的射频差分信号，由第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆构成；第三晶体管Q₃与第四晶体管Q₄的发射极连接后与第一晶体管Q₁集电极连接，第五晶体管Q₅与第六晶体管Q₆的发射极连接后与第二晶体管Q₂集电极连接，第三晶体管Q₃与第六晶体管Q₆的基极接经由本振端口匹配网络将输入的单端本振信号转换输出的差分信号的第一信号，第四晶体管Q₅与第五晶体管Q₄的基极接由本振端口匹配网络将输入的单端本振信号转换输出的差分信号的第二信号；

射频负载级，用于接收混频后的射频差分信号输出到射频匹配网络转换为单端射频信号后输出，由电感L₉、电感L₁₀构成，电感L₉的一端与第三晶体管Q₃与第五晶体管Q₅的基极连接，另一端接射频匹配网络的一输入连接端；电感L₁₀的一端与第四晶体管Q₄与第六晶体管Q₆的的基极连接，另一端接射频匹配网络的另一个输入连接端。

作为一优选的技术方案，第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂、第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的基级接基板偏置电流。

作为一优选的技术方案，其特征在于，第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂的发射级各自连接一个电感后接地、基极各自串联一个电容，用以将中频信号和直流偏置电流分隔开，该串联的电容的一端与中频匹配网络连接，另一端接基级偏置电流。

作为一优选的技术方案，其特征在于，所述中频匹配网络由Marchand balun、电感L₁、电感L₂、电阻R₁、电阻R₂构成，Marchand balun用以将单端的中频输入信号转换为差分信号，电感L₁、电感L₂、电阻R₁、电阻R₂用以调整中频跨导级的输入阻抗，电感L₁与电阻R₁串联，电感L₂与电阻R₂串联，电感L₁，电感L₂另一端接地，电阻R₁、电阻R₂另一端各自与Marchandbalun对应输出端连接用以实现最大功率传输。

作为一优选的技术方案，所述本振端口匹配网络由电容C₃、电容C₄、电阻R₁、电感L₇、电感L₈、变压器构成，其中，变压器由电感L₅、电感L₆构成，电容C₃并联在电感L₅输入侧，电容C₃的一端接地、另一端接输入的单端本振信号，电容C₄、电阻R₁并联在电感L₆的输出侧，且电容C₄位于电阻R₁与电感L₆之间，电阻R₁的两侧分别接电感L₇、电感L₈的一端，电感L₇、电感L₈的另一端作为第一信号、第二信号的输出端。

作为一优选的技术方案，所述射频匹配网络由电阻R₂、电容C₅、电容C₆、变压器构成，其中，变压器由电感L₁₁、电感L₁₂构成，电感L₁₁有中心抽头连接V_DD，对电路进行供电；电阻R₂、电容C₅并联在电感L₁₁输入侧且电容C₅位于电阻R₂与电感L₁₁之间，电容C₆并联在电感L₁₂的输出侧，电容C₆的一端接地，另一端作为单端射频信号输出端。

作为一优选的技术方案，所述基级偏置电流的偏置电路由第七晶体管Q₇、电阻R₃、电阻R₄构成；其中，第七晶体管Q₇的发射极接地、集电极接电阻R₄的一端，电阻R₄的另一端接V_DD，第七晶体管Q₇的基极接电阻R₃的一端，电阻R₃的另一端接第七晶体管Q₇的集电极并作为V_bias输出端；

偏置电路的V_bias连接到中频跨导级第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂、第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的基级，使得第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂、第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的直流工作在放大状态。

本发明提供的混频器电路拓扑，采用有源混频器核心和无源超宽带匹配网络结合的方法，可实现超宽工作带宽，同时在增益、线性度、隔离度、功耗等指标间做到良好的权衡。

本发明提供的混频器电路拓扑，混频核心基于吉尔伯特单元设计，跨导级选取尺寸较大的晶体管，并结合发射极退化电感来提高混频整体的线性度。

本发明提供的混频器电路拓扑，采用超宽带的匹配网络，可以实现中频端口、本振端口、射频端口超宽的工作带宽，且本振端口、射频端口匹配网络兼具滤波特性，可对带外信号进行更好的滤除。

本发明提供的混频器电路拓扑，通过优化频带选择方式来实现对镜像信号的抑制，一定程度上可以减小芯片设计的面积，降低设计成本。

本发明提供的带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器拓扑结构，中频、本振、射频均可覆盖较宽工作频段，在线性度、增益及增益平坦度、隔离度、功耗、设计成本等指标间做到良好的权衡，兼具镜像抑制的功能，满足多标准发射机的使用需求。

附图说明

图1是所提出的带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器电路拓扑结构；

图2是所提出的混频器电路基于镜像抑制的频率选择方式示意图；

图3是实施例中频端口、本振端口、射频端口的反射损耗图；

图4是实施例转换增益在不同中频下随射频信号频率变化仿真结果图；

图5是实施例P_1dB在不同中频、本振频率变化下的仿真结果图；

图6是实施例镜像抑制度在不同中频本振频率变化下的仿真结果图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1所示是本发明实施例提供的新型的带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器拓扑结构，其电路拓扑结构包含：中频跨导级、中频匹配网络、本振开关级、本振匹配网络、射频负载级、射频匹配网路。

其中，中频跨导级、本振开关级、射频负载级一同组成了混频核心，用来对输入的中频信号和本振信号进行上混频，三个匹配网络的设计一方面用于单端信号和差分信号的转换，另一方面用来在超宽频带下实现阻抗匹配以实现信号的最大功率传输。

其中，中频跨导级由第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂构成，第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的基级分别串联隔直电容C₁和隔直电容C₂，用以将中频信号IF和直流偏置分隔开，第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的基级偏置采用电路拓扑N₄，N₄中包含电阻R₂、电阻R₄和晶体管Q₇，通过调整晶体管的尺寸和电阻的大小来改变偏置电流的大小，进而使得第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂能够偏置直流工作在放大的状态。第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的发射级分别连接有电感L₃和电感L₄，用来减小晶体管的寄生电容，改善电路线性度，电感值的选取不宜过大，否则会影响电路整体的增益。输入中频信号经跨导放大转换为电流信号进入到本振开关级用作进一步混频。

中频跨导级输入匹配网络包含Marchand balun、电阻R₁、电阻R₂、电感L₁、电感L₂，输入的中频信号经由Marchand balun转换为差分信号，然后分别连接到第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的基级，经由跨导级差分放大进入到开关级进一步混频；电感L₁、电感L₂、电阻R₁、电阻R₂用以将中频跨导级的输入阻抗调整到50欧姆附近，然后再与Marchand balun连接用以实现最大功率传输。

本振开关级由第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆构成，晶体管的基级偏置采用电路拓扑N₄，N₄中包含电阻R₂、电阻R₄和晶体管Q₇，偏置电路的V_bias连接到第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的基级，通过调整晶体管的尺寸和电阻的大小来改变偏置电流的大小，进而使得第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆能够偏置直流工作在放大的状态。本振差分信号经由第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的基级进入开关级，和中频信号进行混频操作，混频后的射频信号通过第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的集电极输出到负载级。

本振端口的匹配网络N₂包含电容C₃、变压器、电容C₄、电感L₇、电感L₈，变压器由电感L₅和电感L₆构成，匹配网络N₂主要用来将本振单端输入信号转换为差分信号；输入的单端本振信号LO经由该匹配网络转换为差分信号，第三晶体管Q₃和第六晶体管Q₆接同相信号Vlo，第四晶体管Q₄和第五晶体管Q₅接另一同相信号Vlo。中频差分信号经由第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的发射极进入本振开关级，并与基级的本振信号进行混频，混频后的射频信号经由第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的集电极输出。

射频负载级包含电感L₉、电感L₁₀，从第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的集电极输出的射频信号经由电感L₉、电感L₁₀进入到匹配网络N₃。匹配网络N₃包含电阻R₂、电容C₅、变压器、电容C₆，其中，变压器由电感L₁₁和电感L₁₂构成，匹配网络N₃主要用来将射频差分输出信号转换为单端信号。电感L₁₁有中心抽头连接VDD，对电路进行供电，输出的射频差分信号经由该匹配网络N₃转换为单端信号RF进行输出。

上述方案中，整体电路拓扑基于吉尔伯特单元进行设计，整体采用有源架构，具有较好的增益和隔离度。

上述方案中，本振端口匹配网络N₂和射频端口匹配网络N₃为基于变压器的多阶匹配网络，使用时需结合本振输入端口和射频输入端口的输入输出阻抗对涉及到的电感、电容、电阻进行调整优化，以达到设计所需工作频带。此外，基于变压器的多阶匹配网络匹配结果整体呈现出带通特性，可对带外杂散进行有效的抑制。中频端口匹配网络N₁为基于Marchand balun的匹配网络，适用于超宽带中频匹配网络的设计。

上述方案中，混频器整体的线性度取决于中频跨导级第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂管子尺寸的选择，管子尺寸越大，混频器的线性度越高，但电路功耗也会增加，设计时需根据实际需求进行调整。中频跨导级第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂的发射级分别连接电感L₃、电感L₄，用来减小晶体管寄生电容，改善电路线性度。

上述方案中，为了实现镜像抑制的功能，需要对中频、本振、射频三个端口的工作频带进行适当选择，首先要保证三个端口工作频带不会发生重叠，其次要注意中频工作频率的选择不宜过小，否则可能会对射频匹配网络的设计造成困难，需要极好的衮降特性来实现边带信号的选择。

上述方案中，可在BiCMOS工艺下实现，所述晶体管Q₁至Q₇为NPN双极结型晶体管。该结构同样适用于NMOS晶体管，此时上述所述的发射极、基级、集电极分别改为源极、栅极、漏级。

图2所示是本发明实施例提供的三端口工作频带选取原则，用以实现镜像抑制功能。为了基于本电路拓扑实现更好的镜像信号抑制效果，选择原则如下：

1.中频频带、本振频带、射频频带原则上不发生重叠；

2.射频工作频带的选择原则上只应包含混频后的一个边带，不应包含本振边带和镜像边带；

3.中频频率的选取不宜过低，以便于射频匹配网络的设计。

图3所示是本发明实施例电路仿真所得到的中频端口、本振端口、射频端口的反射损耗，中频端口在6-17.5GHz内反射损耗小于-10dB，本振端口在16-24GHz内反射损耗小于-8.5dB，射频端口在24-31GHz内反射损耗小于-5dB。

图4所示是本发明实施例电路仿真的变频增益，中频频率范围为3-11GHz，射频频率范围为24-31GHz，整体增益大于-7dB，带内增益波动小于1dB。

图5所示是本发明实施例电路仿真的OP_1dB，中频频率范围3-11GHz，射频频率范围为24-30GHz，整体大于-1.2dBm，最大为1.1dBm。

图6所示是本发明实施例电路仿真的镜像抑制比，中频频率范围3-11GHz，射频频率范围为24-30GHz，镜像抑制比最好可达32dB。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，包括:

中频跨导级，用于输入中频差分信号经跨导放大转换为电流信号进入到本振开关级用作进一步混频，由第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂构成，该第一晶体管Q₁和第二晶体管Q₂的发射极接地、基极接将输入的中频信号经转换为差分信号的中频匹配网络的输出端；

本振开关级，用于将本振差分信号与和中频差分信号进行混频操作，形成混频后的射频差分信号，由第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆构成；第三晶体管Q₃与第四晶体管Q₄的发射极连接后与第一晶体管Q₁集电极连接，第五晶体管Q₅与第六晶体管Q₆的发射极连接后与第二晶体管Q₂集电极连接，第三晶体管Q₃与第六晶体管Q₆的基极接经由本振端口匹配网络将输入的单端本振信号转换输出的差分信号的第一信号，第四晶体管Q₅与第五晶体管Q₄的基极接由本振端口匹配网络将输入的单端本振信号转换输出的差分信号的第二信号；

射频负载级，用于接收混频后的射频差分信号输出到射频匹配网络转换为单端射频信号后输出，由电感L₉、电感L₁₀构成，电感L₉的一端与第三晶体管Q₃与第五晶体管Q₅的基极连接，另一端接射频匹配网络的一输入连接端；电感L₁₀的一端与第四晶体管Q₄与第六晶体管Q₆的的基极连接，另一端接射频匹配网络的另一个输入连接端。

2.根据权利要求1所述带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂、第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的基级接基板偏置电流。

3.根据权利要求2所述带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂的发射级各自连接一个电感后接地、基极各自串联一个电容，用以将中频信号和直流偏置电流分隔开，该串联的电容的一端与中频匹配网络连接，另一端接基级偏置电流。

4.根据权利要求1所述带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，所述中频匹配网络由Marchand balun、电感L₁、电感L₂、电阻R₁、电阻R₂构成，Marchand balun用以将单端的中频输入信号转换为差分信号，电感L₁、电感L₂、电阻R₁、电阻R₂用以调整中频跨导级的输入阻抗，电感L₁与电阻R₁串联，电感L₂与电阻R₂串联，电感L₁，电感L₂另一端接地，电阻R₁、电阻R₂另一端各自与Marchand balun对应输出端连接用以实现最大功率传输。

5.根据权利要求1所述带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，所述本振端口匹配网络由电容C₃、电容C₄、电阻R₁、电感L₇、电感L₈、变压器构成，其中，变压器由电感L₅、电感L₆构成，电容C₃并联在电感L₅输入侧，电容C₃的一端接地、另一端接输入的单端本振信号，电容C₄、电阻R₁并联在电感L₆的输出侧，且电容C₄位于电阻R₁与电感L₆之间，电阻R₁的两侧分别接电感L₇、电感L₈的一端，电感L₇、电感L₈的另一端作为第一信号、第二信号的输出端。

6.根据权利要求1所述带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，所述射频匹配网络由电阻R₂、电容C₅、电容C₆、变压器构成，其中，变压器由电感L₁₁、电感L₁₂构成，电感L₁₁有中心抽头连接V_DD，对电路进行供电；电阻R₂、电容C₅并联在电感L₁₁输入侧且电容C₅位于电阻R₂与电感L₁₁之间，电容C₆并联在电感L₁₂的输出侧，电容C₆的一端接地，另一端作为单端射频信号输出端。

7.根据权利要求1所述带镜像抑制功能的超宽带高线性度混频器，其特征在于，所述基级偏置电流的偏置电路由第七晶体管Q₇、电阻R₃、电阻R₄构成；其中，第七晶体管Q₇的发射极接地、集电极接电阻R₄的一端，电阻R₄的另一端接V_DD，第七晶体管Q₇的基极接电阻R₃的一端，电阻R₃的另一端接第七晶体管Q₇的集电极并作为V_bias输出端；

偏置电路的V_bias连接到中频跨导级第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂、第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的基级，使得第一晶体管Q₁、第二晶体管Q₂、第三晶体管Q₃、第四晶体管Q₄、第五晶体管Q₅、第六晶体管Q₆的直流工作在放大状态。