CN113708643B - 一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，属于茶采摘机器人技术领域，该基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源包括前级Buck变换器、后级倍流电容网络、控制回路，后级倍流电容网络之间包括变压器T和倍流电容网络，通过变压器T，前级Buck变换器和后级倍流电容网络连接；该电源根据电容和二极管的不同组合，可以使得输入电流通过倍流电容网络后按照1：4比例关系分配到末端采摘手负载和四足机器人负载，从而实现对小功率末端采摘手负载和较大功率机器人行走装置负载供电混合输出的功能，不仅可以极大的简化采摘机器人供电***，还可以降低流过负载的二倍工频电流纹波，实现两路低纹波倍流输出。

Description

一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源
技术领域
本发明属于茶采摘机器人技术领域，尤其涉及一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源。
背景技术
名优茶叶采摘是一项极其繁重的工作，目前主要有人工采摘和机械采摘两种采摘方式。人工采摘一般每人每天工作八小时左右，最多也只能采摘2～3千克的茶叶，劳动强度大，且工作效率低，特别到了春茶季节，叶芽不及时采摘，将影响成品茶的质量。名优早春茶具有较高的实用性与经济价值，名优茶采摘仍为人工采摘，存在采摘效率低，采摘不及时，给茶农造成巨大的损失，采摘效率低成为了名优茶产业高质量发展的瓶颈。名优茶智能采摘机器人能有效提高采摘效率，其机械设计轴侧图如图1所示。机器人车体包括行走机构、茶叶叶芽梳理机构、茶叶采摘机构、茶叶收集装置以及辅助遮光装置。采用可独立运动且无重叠工作区域的2个采摘机械手，机械手和相机固定安装在机器人车体机构内侧顶部；车体运动部分采用四足机器人，可在丘陵地区复杂粗糙的茶丛自由行走。单个机械臂末端搭载叶芽末端采摘装置，两侧茶叶收集箱链接各个收集管道，配合负风压机可将叶芽收集至两侧茶叶收集箱中。
名优茶采摘机器人负载主要包括四足机器人、采摘机械手及其控制***，其中四足机器人活动关节采用额定电压为120V的伺服舵机。采摘机械手采用额定电压为80V的伺服舵机。由于四足机器人需要承担较大的重量，因此其额定功率较大，约为150W。采摘手伺服舵机主要功能是高精度高效率的完成名优茶的采摘，其特点是控制精度高，但所需功率较小，约为25W。因此，名优茶采摘机器人需要两路输出不同电压和不同输出电流的电源。
传统的基于电容的多路恒流输出电源只能实现均流的效果，即各支路输出电流值一致，此种方式造成流过负载的二倍工频电流纹波过高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，该电源由前级Buck变换器与后级倍流电容网络通过一个有源开关整合而成，根据电容的电荷平衡原理，通过电容和二极管的组合，使得输入电流通过倍流电容网络后按照1:4比例关系分配到各输出支路，从而实现1:4比例电流输出。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，该基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源包括前级Buck变换器电路、后级倍流电容网络电路、控制回路、采摘手负载、四足机器人负载；所述前级Buck变换器电路包括蓄电池udc、二极管D1、D2、D3、电感L1、电容CDC、整合开关管S；后级倍流电容网络电路包括倍流电容网络、变压器T、二极管Do1、Do2、输出电容Co1、Co2组成，其中倍流电容网络由电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4、Ds5、Ds6、Ds7、Ds8和Ds9组成；
所述控制回路一端与前级Buck变换器电路，另一端与后级倍流电容网络电路连接，前级Buck变换器电路与后级倍流电容网络电路通过所述变压器T连接；
所述采摘手负载、四足机器人负载、电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4、二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4、Ds5、Ds6、Ds7、Ds8和Ds9并联连接。
优选的，所述控制回路包括采样电阻Rs、误差放大器EA1、比较器CMP1、变压器辅助绕组电压过零检测电路、RS触发器和MOSFET驱动器，采样电阻Rs与所述采摘手负载串联，两者串联后与误差放大器EA1连接，误差放大器EA1另一端与比较器CMP1连接，比较器CMP1另一端连接至变压器辅助绕组电压过零检测电路，变压器辅助绕组电压过零检测电路另一端连接至MOSFET驱动器，MOSFET驱动器另一端与所述整合开关管S连接。
优选的，所述控制回路采用电压模式控制，输出电流io1被设定为Vref/Rs，其中Rs是电流io1的采样电阻，Vref是控制环的参考电压，通过对变压器辅助绕组电压过零检测来控制整合开关管S的导通。
优选的，所述电容Ck1与Ck2的容值相等。
优选的，所述变压器T由励磁电感Lm、二次侧漏感Lk和变比为n:1的变压器组成。
本发明的有益效果是：本发明将电容二极管倍流网络与Buck变换器相结合，设计一种倍流电容网络的两路输出名优茶机器人电源，该电源由前级Buck变换器与后级倍流电容网络通过一个有源开关整合而成，根据电容的电荷平衡原理，通过电容和二极管的组合，使得输入电流通过倍流电容网络后按照1:4比例关系分配到各输出支路，从而实现1:4比例电流输出。由于该变换器是级联整合式结构，中间储能电容既是前级变换器的输出电容，又是后级倍流电容网络的输入电源，它可以平衡前级脉动的瞬态输入功率与后级恒定的输出功率，因此所提出的名优茶机器人电源可以极大的降低流过负载的二倍工频电流纹波，实现两路低纹波倍流输出。
附图说明
图1是本发明提供的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人的采摘机器人连接结构示意图；
图2是本发明提供的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源的电路图；
图3是本发明提供的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源的各个模态的等效电路图；
图4是本发明提供的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源的实施例中仿真实验输出电流与电压波形示意图；
图5是本发明提供的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源的实施例中仿真实验vDC的波形示意图；
图6是本发明提供的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源的实施例中仿真实验变压器电流仿真波形示意图。
具体实施方式
为能进一步了解本发明的发明内容、特点及功效，兹例举以下实施例，并配合附图详细说明如下。
请同时参考图1至图6，下面将结合附图对本发明实施例的基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源作详细说明。
该基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源包括前级Buck变换器、后级倍流电容网络、控制回路，所述后级倍流电容网络之间包括变压器T和倍流电容网络，通过变压器T，前级Buck变换器和后级倍流电容网络连接；
所述前级Buck变换器包括整流桥Dbridge、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf、二极管D1、D2、D3、电感L1、电容CDC和开关管S，所述输入滤波电容Cf的一端与整流桥Dbridge连接，另一端连接至输入滤波电感Lf，输入滤波电感Lf另一端连接至D1正极，输入滤波电容Cf另一端同样连接至D1正极，D1负极与电感L1、电容CDC与D2正极连接成回路，D2正极节点与D3负极连接，D3正极连接至变压器T；
所述倍流电容网络包括电容Ck1、Ck2、二极管Ds1、Ds2、Ds3、OLED，OLED冷光和OLED暖光连接在Ds3与变压器T，Ck1、Ck2与Ds1、Ds3之间并联Ds2；
所述控制回路包括采样电阻Rs、误差放大器EA1、比较器COMP1、变压器辅助绕组电压过零检测电路、RS触发器和MOSFET驱动器，所述采样电阻Rs与误差放大器EA1连接，误差放大器EA1另一端连接至比较器COMP1，比较器COMP1另一端连接至MOSFET驱动器和变压器辅助绕组电压过零检测电路；
所述MOSFET驱动器与所述开关管S连接，变压器辅助绕组电压过零检测电路与变压器T连接，采样电阻Rs与OLED暖光连接。
倍流电容网络通过电容与二极管的组合搭配实现了两路输出电流1:2比例输出。
所述变压器T工作时，在临界进行连续导电模式。
具体的，控制回路采用电压模式控制，输出电流io1被设定为Vref/Rs，其中Rs是电流io1的采样电阻，Vref是控制环的参考电压，通过对变压器辅助绕组电压过零检测来控制开关管S的导通。
具体的，电容Ck1与Ck2的容值相等。
具体的，变压器T由励磁电感Lm、二次侧漏感Lk和变比为n:1的变压器组成
基于上述，提出下述四个模态状态下电路图；模态Ⅰ[t0～t1]：如图3(a)所示，在t0时刻开关管导通，电源给电感L1充电，由于开关频率远大于工频，可以认为开关管导通瞬间输入电压是恒定的，所以电感L1的电流线性增加。忽略电容CDC电压纹波，则变压器励磁电感电流iLm也线性增加。在此模态有
电容CDC由开关管与D3构成回路，通过变压器给输出供能。变压器由于漏感的存在变压副边漏感Lk与电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4发生串联谐振。可得
由于Ck1、Ck2、Ck3和Ck4容值相等，故令Ck1＝Ck2＝Ck3＝Ck4＝Ck。由式(1-3)可解得
其中
由式(1-4)可解得
将在后续对vCk(t)＝vCk1(t)＝vCk2(t)＝vCk3(t)＝vCk4(t)进行详细的分析。在t1时刻谐振完成，二极管Do1、Ds2、Ds5和、Ds8零电流关断，该模态结束。该模态的时间可表示为
模态Ⅱ[t1～t2]：如图3(b)所示，在t1时刻，变压器副边漏感Lk与电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4串联谐振结束，变压器副边电流为零。开关管继续导通，电感L1的电流继续线性增加，该状态一直持续到在t2时刻开关管关断。在t2时刻电感L1的电流达到峰值，可得
其中ton表示开关管的导通时间。
在该模态，由于变压器副边电流为零，变压器原边电流等于变压器励磁电感电流为
模态Ⅲ[t2～t3]：如图3(c)所示，在t2时刻开关管S关断，电感L1通过二极管D2构成的续流回路给电容CDC充电。电感L1的电流可表示为
在该模态，电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4分别通过二极管Ds3、Ds1、Ds4、Ds6、和Ds7、Ds9构成的回路进行放电。当iL1减小至零时该模态结束，该模态持续的时间可表示为
模态Ⅳ[t3～t4]：如图3(d)所示，在t3时刻开关管S继续关断，电感L1的电流为零，因此电感L1的电流工作在DCM模式。电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4继续通过二极管Ds3、Ds1、Ds4、Ds6、和Ds7、Ds9构成的回路进行放电，在t4时刻放电结束，该模态结束。并且由于Ck1、Ck2、Ck3与Ck4并联，所以其电压值相等。由于励磁电感Lm远大于变压器副边漏感Lk，所以变压器副边漏感Lk两端的电压可以忽略。由于Ck1、Ck2、Ck3和Ck4足够大，故认为其上的电压近似等于其平均电压，因此可以认为电流iLm线性减小。在t4时刻，iLm减小到零，二极管Do2零电流关断，此时该模态和一个开关周期同时结束。通过辅助绕组的电压过零检测，传至芯片的ZCD管脚，触发开关管导通，开启新一轮的开关周期。该模态对应的方程有
其中
在模态Ⅰ时，变压器副边漏感Lk也可与Ck1、Ck2、Ck3和Ck4发生不完全串联谐振，但是由于此种情况下，将会导致二极管Ds2、Ds5、Do2和Do1不能实现零电流关断，故选择驱动器工作在完全谐振模式下。
基于上述实施例，对其方案进行仿真分析与实验验证，得到下表：
如图4(a)所示为末端采摘手负载和四足机器人负载输出电流io1和io2的波形，从图中可以看出io1和io2分别稳定在0.35A和1.4A，成1:4的关系，与参数设计时分析一致。如图4(b)和4(c)所示为末端采摘手负载和四足机器人负载输出电压vo1和vo2的波形，从图中可以看出vo1和vo2分别稳定在78V和113V，输出电压纹波较小，分别为0.1V和0.2V。因此从图4(a)-(c)可以看出末端采摘手负载和四足机器人负载输出功率分别为27.3W和158.2W，实现了对小功率末端采摘手负载和较大功率机器人行走装置负载供电混合输出的功能。
如图5所示为稳态时储能电容的电压波形图，vDC稳定在203V左右，与参数设计时分析一致。如图6(a)-(f)分别为前级Buck变换器储能电感的电流和其放大波形图，由放大波形图可以看出储能电感电流工作在DCM模式。
本发明基于倍流电容网络的基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源通过整合式的结构，实现了两路低纹波倍流输出；通过倍流电容网络，实现了两路输出电流为1:4比例关系。并且倍流原理基于电容的充放电电荷平衡，因此该名优茶机器人电源只需控制其中一条输出支路的电流，另外一条输出支路就能自动恒流，使得电源的体积得以减小。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (4)

1.一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，其特征在于，该基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源包括前级Buck变换器电路、后级倍流电容网络电路、控制回路、采摘手负载、四足机器人负载；所述前级Buck变换器电路包括蓄电池udc、二极管D1、D2、D3、电感L1、电容CDC、整合开关管S；后级倍流电容网络电路包括倍流电容网络、变压器T、二极管Do1、Do2、输出电容Co1、Co2组成，其中倍流电容网络由电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4、Ds5、Ds6、Ds7、Ds8和Ds9组成；
所述控制回路一端与前级Buck变换器电路，另一端与后级倍流电容网络电路连接，前级Buck变换器电路与后级倍流电容网络电路通过所述变压器T连接；
所述采摘手负载、四足机器人负载、电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4、二极管Ds1、Ds2、Ds3、Ds4、Ds5、Ds6、Ds7、Ds8和Ds9并联连接；
所述控制回路包括采样电阻Rs、误差放大器EA1、比较器CMP1、变压器辅助绕组电压过零检测电路、RS触发器和MOSFET驱动器，采样电阻Rs与所述采摘手负载串联，两者串联后与误差放大器EA1连接，误差放大器EA1另一端与比较器CMP1连接，比较器CMP1另一端连接至变压器辅助绕组电压过零检测电路，变压器辅助绕组电压过零检测电路另一端连接至MOSFET驱动器，MOSFET驱动器另一端与所述整合开关管S连接；
所述基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源具有四个模态状态，其中，在模态Ⅰ时，在t0时刻开关管导通，电源给电感L1充电，由于开关频率远大于工频，故开关管导通瞬间输入电压是恒定，所以电感L1的电流线性增加，忽略电容CDC电压纹波，则变压器励磁电感电流iLm也线性增加，在此模态有
电容CDC由开关管与D3构成回路，通过变压器给输出供能；
变压器由于漏感的存在变压副边漏感Lk与电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4发生串联谐振；可得
由于Ck1、Ck2、Ck3和Ck4容值相等，故令Ck1＝Ck2＝Ck3＝Ck4＝Ck，由式(1-3)可解得：
其中
由式(1-4)可解得：
；
在t1时刻谐振完成，二极管Do1、Ds2、Ds5和、Ds8零电流关断，该模态结束；该模态的时间可表示为
模态Ⅱ为t1～t2：在t1时刻，变压器副边漏感Lk与电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4串联谐振结束，变压器副边电流为零；开关管继续导通，电感L1的电流继续线性增加，该状态一直持续到在t2时刻开关管关断；在t2时刻电感L1的电流达到峰值，可得
其中ton表示开关管的导通时间；
在该模态，由于变压器副边电流为零，变压器原边电流等于变压器励磁电感电流为
模态Ⅲ[t2～t3]：在t2时刻开关管S关断，电感L1通过二极管D2构成的续流回路给电容CDC充电；电感L1的电流可表示为
在该模态，电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4分别通过二极管Ds3、Ds1、Ds4、Ds6、和Ds7、Ds9构成的回路进行放电；当iL1减小至零时该模态结束，该模态持续的时间可表示为
模态Ⅳ[t3～t4]：在t3时刻开关管S继续关断，电感L1的电流为零，因此电感L1的电流工作在DCM模式；
电容Ck1、Ck2、Ck3和Ck4继续通过二极管Ds3、Ds1、Ds4、Ds6、和Ds7、Ds9构成的回路进行放电，在t4时刻放电结束，该模态结束；并且由于Ck1、Ck2、Ck3与Ck4并联，所以其电压值相等；由于励磁电感Lm远大于变压器副边漏感Lk，所以变压器副边漏感Lk两端的电压忽略；由于Ck1、Ck2、Ck3和Ck4足够大，故认为其上的电压近似等于其平均电压，因此认为电流iLm线性减小；在t4时刻，iLm减小到零，二极管Do2零电流关断，此时该模态和一个开关周期同时结束；通过辅助绕组的电压过零检测，传至芯片的ZCD管脚，触发开关管导通，开启新一轮的开关周期；该模态对应的方程有
其中
在模态Ⅰ时，变压器副边漏感Lk与Ck1、Ck2、Ck3和Ck4发生不完全串联谐振，但是由于此种情况下，将导致二极管Ds2、Ds5、Do2和Do1不能实现零电流关断，故选择驱动器工作在完全谐振模式下，故实现io1和io2分别稳定在0.35A和1.4A，成1:4的关系；实现了对小功率末端采摘手负载和较大功率机器人行走装置负载供电混合输出的功能。
2.根据权利要求1所述的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，其特征在于，所述控制回路采用电压模式控制，输出电流io1被设定为Vref/Rs，其中Rs是电流io1的采样电阻，Vref是控制环的参考电压，通过对变压器辅助绕组电压过零检测来控制整合开关管S的导通。
3.根据权利要求1所述的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，其特征在于，所述电容Ck1与Ck2的容值相等。
4.根据权利要求1所述的一种基于倍流电容网络的两路输出名优茶采摘机器人电源，其特征在于，所述变压器T由励磁电感Lm、二次侧漏感Lk和变比为n:1的变压器组成。
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