CN108925012A - 单开关多路倍流输出变换器电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单开关多路倍流输出变换器电路，基于电容充放电平衡原理，提出了一种全新的单开关谐振式倍流输出变换器，所述多路倍流输出变换器的等效电流源输出端连接倍流模块输入端，倍流模块输出端连接各路输出负载R_i，i＝1,2…n，各输出负载R_i，i＝1,2…n，并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n，输出负载R_i，i＝1,2…n，另一端连接等效电流源另一端，倍流模块由谐振电容和续流二极管组成，可以满足各输出支路的电流成倍比关系，扩宽了电容充放电平衡原理在调色或混色LED照明领域的应用；本发明只采用一个有源开关对电路进行控制，具有体积小、控制简单，成本低的特点。

Description

单开关多路倍流输出变换器电路

技术领域

本发明涉及电流输出变换器领域，特别是一种单开关多路倍流输出变换器电路。

背景技术

发光二极管(LED)以其光效高、色域宽、寿命长、体积小等优点，被广泛应用于替代传统的冷阴极荧光灯和白炽灯。随着智能调色LED照明的快速发展，例如RGB照明、冷暖色温调光等，多路恒流输出LED驱动器也受到社会的青睐。

LED多路恒流技术主要分为两大类：多路有源恒流技术和多路无源恒流技术。多路有源恒流技术使用开关管等有源器件以及控制电路组成电流调节器。多路有源恒流技术通常分为线性模式恒流和开关模式恒流。线性模式恒流技术设计简单，其相当于一个有源电阻，且始终有电流流过，因此功率损耗大、效率低，只能适用于低功耗场合。开关模式恒流技术利用DC/DC转换器来调节每个LED串的电流，能精准控制每一路输出电流，具有效率高的优点。但使用的元件多，控制复杂，成本高。

多路无源恒流方法较多路有源恒流方法在电路拓扑和控制上都更为简单。主要使用电阻、耦合电感、电容等无源器件来实现各路输出电流的均衡。采用电阻恒流最为简单，但该方法会产生很大的功率损耗。采用电感耦合多路恒流的方法也较为简单，但电感值和耦合系数等的偏差都会影响恒流的精度。同时随着LED数量的增加，耦合电感的数量也会增加，增加了电路的复杂性和设计的难度。基于电容充放电平衡原理的多路无源恒流技术具有功率密度高、成本低等的优点，是目前研究较多的多路无源恒流措施。

传统调色或混色LED照明的应用大都采用多路有源恒流技术实现，需要多个有源开关管，电路体积大，控制复杂。现有的基于电容充放电平衡原理的多路无源恒流技术的LED驱动电路只能实现各支路均流输出，限制了电容充放电平衡原理在调色或混色LED照明的实际应用。

此前有利用电容的电荷平衡原理实现多路LED均流输出的技术方案。图1为一种单开关高效率三路谐振式LED背光驱动电路的拓扑图及其控制回路。该电路功率回路前级由直流源V_in，主电感L_m以及功率开关管S₁组成，等效为一个交流输入电源。功率回路第二级是由谐振电容C_r1、C_r2，谐振电感L_r1以及续流二极管D₁、D₂、D₃构成的三路输出结构。C₁、C₂、C₃为输出滤波电容，吸收输出电流纹波，为LED提供恒定电流。其控制回路由驱动电路，比较器，误差放大器，调光控制等部分组成，采用电压控制模式来控制i_o1的大小，i_o1被控制为V_ref/R_s。可以通过调节V_ref的大小实现脉冲宽度调光和模拟调光功能。根据电容的充放电电荷平衡原理，谐振电容C_r[i](i＝1,2)可以实现三路输出LED串的自动均流。在一个开关周期内，谐振电感L_r1与谐振电容发生串联谐振。

表1不同模拟调光比下的输出电流和输出电压值

图2给出了该电路的调光曲线，表1为不同模拟调光比下的输出电流和输出电压值，该LED驱动电路不论主电感工作在CCM或是DCM，t_on>T_r/2还是t_on<T_r/2，均可实现很好的均流效果。通过增加相应的谐振电感、电容和输出支路的数量，该三路输出LED驱动器可以拓展到n路输出。该LED驱动电路实现了各支路输出电流均流，无法实现倍流输出，限制LED照明在调色或混色领域上的应用。

发明内容

传统的调色或混色LED照明应用大都采用多路有源恒流技术实现，需要多个有源开关管，电路体积大，控制复杂。相对于多路有源恒流技术而言多路无源恒流技术在LED驱动电路应用上更具有优势，但现有的基于电容充放电平衡原理的多路无源恒流技术的LED驱动电路只能实现各支路均流输出，这在一定程度限制了电容充放电平衡原理在调色或混色LED照明的实际应用。为了解决上述问题，本发明基于电容充放电平衡原理提出了一种全新的单开关多路倍流输出变换器电路。

所述多路倍流输出变换器，如图3所示，等效电流源输出端连接倍流模块输入端，倍流模块输出端连接各路输出负载R_i，i＝1,2…n，各输出负载R_i，i＝1,2…n，并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n，输出负载R_i，i＝1,2…n，另一端连接等效电流源另一端。

所述单开关多路倍流输出变换器包括隔离型多路倍流输出变换器和非隔离型多路倍流输出变换器两种类型。

所述非隔离型多路倍流输出变换器，如图4所示，主电感L_m一端连接直流电压源V_in正极，另一端与开关管S₁漏极相连，同时连接倍流模块输入端；倍流模块输出端连接各输出负载，各输出负载并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n；各输出负载另一端连接直流电压源V_in负极，同时输出支路1另一端通过控制电路连接开关管S₁栅极，开关管S₁源极连接直流电压源V_in负极。

所述隔离型多路倍流输出变换器，如图5所示，变压器T₁原边一端与开关管S₁漏极相连，另一端连接直流电压源V_in正极，变压器T₁副边一端连接倍流模块输入端；倍流模块输出端连接各输出负载，各输出负载并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n；各输出负载另一端连接变压器T₁副边另一端，同时输出支路1另一端通过控制电路连接开关管S₁栅极，开关管S₁源极连接直流电压源V_in负极。

所述倍流模块类型有1:2倍流模块、1:3倍流模块或1:n倍流模块，n>3。

所述1:2倍流模块，其中倍流模块输入端连接电容C₁的正极，电容C₁的负极同时连接到二极管D₁的阴极和二极管D₂的阳极，二极管D₁的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₂的阴极同时连接二极管D₃的阳极和电容C₂的正极，二极管D₃的阴极连接倍流模块输入端，电容C₂负极连接到倍流模块输出端。

所述1:3倍流模块，其中倍流模块输入端连接电容C₁的正极，电容C₁的负极同时连接到二极管D₁的阴极和二极管D₂的阳极，二极管D₁的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₂的阴极同时连接二极管D₃的阳极和电容C₂的正极，二极管D₃的阴极连接倍流模块输入端，电容C₂负极连接到二极管D₄的阴极和二极管D₅的阳极，二极管D₄的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₅的阴极同时连接二极管D₆的阳极和电容C₃的正极，二极管D₆的阴极连接倍流模块输入端，电容C₃负极连接到倍流模块输出端。

所述1:n倍流模块，n>3，其中倍流模块输入端连接电容C₁的正极，电容C₁的负极同时连接到二极管D₁的阴极和二极管D₂的阳极，二极管D₁的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₂的阴极同时连接二极管D₃的阳极和电容C₂的正极，二极管D₃的阴极连接倍流模块输入端，电容C₂负极连接到二极管D₄的阴极和二极管D₅的阳极，二极管D₄的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₅的阴极同时连接二极管D₆的阳极和电容C₃的正极，二极管D₆的阴极连接倍流模块输入端，电容C₃负极连接到二极管D₇的阴极和二极管D₈的阳极，二极管D₇的阳极连接到倍流模块输出端……电容C_(n-1)负极连接到二极管D_(3n-5)的阴极和二极管D_(3n-4)的阳极，二极管D_(3n-5)的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D_(3n-4)的阴极同时连接二极管D_(3n-3)的阳极和电容C_n的正极，二极管D_(3n-3)的阴极连接倍流模块输入端，电容C_n负极连接到倍流模块输出端。

在实际电路中，为防止倍流模块出现电容并联(等效电压源并联)回路，需加入谐振电感L_r，该谐振电感L_r一侧连接到倍流模块的输出端，另一侧连接至输出支路2，如图10。电路中谐振电感的数量由输出支路的个数决定，输出支路数量为m，则谐振电感数量为(m-1)。

本发明的有益效果：

(1)本发明利用电容与二极管级联，首次提出倍流模块，可以满足各输出支路的电流成倍比关系，扩宽了电容充放电平衡原理在调色或混色LED照明领域的应用。

(2)本发明只采用一个有源开关对电路进行控制，具有体积小、控制简单，成本低的特点。

附图说明

图1为三路输出谐振式LED驱动电路及其控制回路；

图2为三路输出谐振式LED驱动电路的调光曲线；

图3多路倍流输出变换器电路拓扑

图4为非隔离型单开关多路倍流输出变换器电路；

图5为隔离型单开关多路输出变换器电路；

图6为多路输出倍流模块(1:2:3:…:n)拓扑结构；

图7为两路输出1:2倍流模块；

图8为两路输出1:3倍流模块；

图9为两路输出1:n倍流模块；

图10为单开关两路倍流(1:2)输出变换器拓扑；

图11为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on>T_r/2时的主要波形图；

图12为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on>T_r/2下模态1[t₀～t₁]的电路等效图；

图13为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on>T_r/2下模态2[t₁～t₂]的电路等效图；

图14为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on>T_r/2下模态3[t₂～t₃]的电路等效图；

图15为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on<T_r/2时的主要波形图；

图16为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on<T_r/2下模态1[t₀～t₁]的电路等效图；

图17为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on<T_r/2下模态2[t₁～t₂]的电路等效图；

图18为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on<T_r/2下模态3[t₂～t₃]的电路等效图；

图19为变换器在t_on>T_r/2时主电感电流i_Lm(t)的PSIM仿真波形图；

图20为变换器在t_on>T_r/2时谐振电流i_Lr(t)的PSIM仿真波形图；

图21为变换器在t_on>T_r/2时输出电流i_o1、i_o2的PSIM仿真波形图；

图22为变换器在t_on<T_r/2时主电感电流i_Lm(t)的PSIM仿真波形图；

图23为变换器在t_on<T_r/2时谐振电流i_Lr(t)的PSIM仿真波形图；

图24为变换器在t_on<T_r/2时输出电流i_o1、i_o2的PSIM仿真波形图。

具体实施方式

下面结合附图说明本发明的结构和工作原理。

图6为倍流模块多路输出(1:2:3:…:n)拓扑结构；；图7为两路输出1:2倍流模块；图8为两路输出1:3倍流模块；图9为两路输出1:n倍流模块。

下面以非隔离型单开关两路倍流(1:2)输出变换器(图10)为例详细分析本发明提出电路的工作原理。其中倍流模块由谐振电容C_i(i＝1,2)，谐振电感L_r，续流二极管D_i(i＝1,2,3)，输出二极管D_o[i](i＝1,2)组成。

为简化分析过程，做如下假设。

1)所有元件均为理想器件。

2)励磁电感电流工作在连续导通模式(CCM)。

3)主电感L_m的电感值远大于谐振电感L_r的电感值，即L_m>>L_r。

4)谐振电容C₁、C₂的大小相同，即C₁＝C₂。

5)滤波电容C_o1、C_o2的电容足够大，输出电压纹波可以忽略。

图11所示为两路倍流(1:2)输出变换器在开关管导通时间大于谐振时间一半(t_on>T_r/2)时的主要波形图。图12、图13、图14所示为对应的3个工作模态的电路等效图。

工作原理分析：

模态1[t_o～t₁]：t_o时刻，开关管S₁导通，主电感L_m两端的电压为V_in，主电感两端的电流i_Lm(t)线性上升。二极管D₂、D_o1关断，D₁、D₃、D_o2导通，谐振电容C₁、C₂和谐振电感L_r发生串联谐振。当谐振电流i_Lr(t)谐振到零时，二极管D₁、D₃、D_o2关断，模态1结束。该模态的持续时间为τ₁＝T_r/2，其中T_r为谐振时间。

模态2[t₁～t₂]：t₁时刻，开关管S₁导通，所有二极管关断。主电感的电流i_Lm(t)保持线性上升，谐振电流i_Lr(t)为零。当开关管S₁关断时模态2结束，模态2的持续时间为τ₂＝t_on-T_r/2，其中t_on为开关管的导通时间。

模态3[t₂～t₃]：t₂时刻，开关管S₁关断。二极管D₁、D₃、D_o2关断，D₂、D_o1导通。电压源V_in和主电感L_m同时给谐振电容C₁、C₂以及输出支路1充电。在该模态下，主电感电流i_Lm(t)线性下降。当开关管S₁导通时，该模态结束，进入下一个开关周期。该模态的持续时间为τ₃＝t_off，其中t_off为开关管的关断时间。

由以上分析可知，谐振电容在模态1释放能量，在模态3存储能量，故由电容的充放电平衡可知：

Q_1dis＝Q_1dis-Lr-1＝Q_1ch＝Q_1ch-Lm (1)

Q_2dis＝Q_2dis-Lr-2＝Q_2ch＝Q_2ch-Lm (2)

其中Q_1ch和Q_2ch、Q_1dis和Q_2dis分别是电容C₁、C₂的充电电量和放电电量。Q_1dis-Lr-1和Q_2dis-Lr-2分别为C₁、C₂给谐振电感L_r的放电电量。Q_1ch-Lm和Q_2ch-Lm分别为主电感L_m给C₁、C₂的充电电量。

故在一个开关周期T_s内，

即

其中i_Lr-1-up-avg和i_Lr-2-up-avg分别为电容C₁、C₂给谐振电感L_r的平均放电电流。i_Lm-down-avg为主电感L_m给C₁、C₂的平均充电电流。

由模态分析电路图可知

其中i_o1-avg和i_o2-avg分别为输出支路1和输出支路2的平均电流。

从(4)和(5)可得，

i_o2-avg＝2i_o1-avg (6)

根据式(6)可知，在一个开关周期内两条输出支路电流满足1:2的倍比关系，即通过电容的充放电平衡原理，本发明提出的倍流输出变换器实现了倍流输出控制。

图15所示为两路倍流(1:2)输出变换器在t_on<T_r/2时的主要波形图。图16、图17、图18所示为对应的三个工作模态的电路等效图。

表2为两路倍流(1:2)输出变换器的PSIM仿真参数。

表2两倍倍流(1:2)输出变换器PSIM仿真参数

图19为变换器在t_on>T_r/2时主电感电流i_Lm(t)的PSIM仿真波形图；图20为变换器在t_on>T_r/2时谐振电流i_Lr(t)的PSIM仿真波形图；图21为变换器在t_on>T_r/2时输出电流i_o1、i_o2的PSIM仿真波形图；图22为变换器在t_on<T_r/2时主电感电流i_Lm(t)的PSIM仿真波形图；图23为变换器在t_on<T_r/2时谐振电流i_Lr(t)的PSIM仿真波形图；图24为变换器在t_on<T_r/2时输出电流i_o1、i_o2的PSIM仿真波形图。由图19、图20、图21、图22、图23、图24可知，无论是t_on<T_r/2还是t_on>T_r/2时，主电感电流均工作在CCM模式，相比于t_on<T_r/2的情况，当t_on>T_r/2时，谐振电流为完全谐振，不存在谐振电流给输出支路1放电的情况，能更精确的实现两支路电流1:2输出。

通过增加倍流模块中电容C_[i]和二极管D_[i]的数目，该两路输出变换器可以扩展为多种倍流关系输出电路。

以上具体分析了两路倍流(1:2)输出驱动器的工作原理，两路多种倍流关系输出(1:3，1:n)驱动器的工作原理与两路倍流(1:2)输出驱动器的工作原理相同。

Claims (4)

1.一种单开关多路倍流输出变换器电路，其特征在于，所述多路倍流输出变换器，等效电流源输出端连接倍流模块输入端，倍流模块输出端连接各路输出负载R_i，i＝1,2…n，各输出负载R_i，i＝1,2…n，并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n，输出负载R_i，i＝1,2…n，另一端连接等效电流源另一端；

所述多路倍流输出变换器包括隔离型多路倍流输出变换器和非隔离型多路倍流输出变换器两种类型；

所述非隔离型多路倍流输出变换器，主电感L_m一端连接直流电压源V_in正极，另一端与开关管S₁漏极相连，同时连接倍流模块输入端；倍流模块输出端连接各输出负载，各输出负载并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n；各输出负载另一端连接直流电压源V_in负极，同时输出支路1另一端通过控制电路连接开关管S₁栅极，开关管S₁源极连接直流电压源V_in负极；

所述隔离型多路倍流输出变换器，变压器T₁原边一端与开关管S₁漏极相连，另一端连接直流电压源V_in正极，变压器T₁副边一端连接倍流模块输入端；倍流模块输出端连接各输出负载，各输出负载并联有输出滤波电容C_o[i]，i＝1,2…n；各输出负载另一端连接变压器T₁副边另一端，同时输出支路1的另一端通过控制电路连接开关管S₁栅极，开关管S₁源极连接直流电压源V_in负极；

所述倍流模块类型有1:2倍流模块、1:3倍流模块或1:n倍流模块，n>3。

2.根据权利要求1所述的一种单开关多路倍流输出变换器电路，其特征在于，所述1:2倍流模块，倍流模块输入端连接电容C₁的正极，电容C₁的负极同时连接到二极管D₁的阴极和二极管D₂的阳极，二极管D₁的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₂的阴极同时连接二极管D₃的阳极和电容C₂的正极，二极管D₃的阴极连接倍流模块输入端，电容C₂负极连接到倍流模块输出端。

3.根据权利要求1所述的一种单开关多路倍流输出变换器电路，其特征在于，所述1:3倍流模块，倍流模块输入端连接电容C₁的正极，电容C₁的负极同时连接到二极管D₁的阴极和二极管D₂的阳极，二极管D₁的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₂的阴极同时连接二极管D₃的阳极和电容C₂的正极，二极管D₃的阴极连接倍流模块输入端，电容C₂负极连接到二极管D₄的阴极和二极管D₅的阳极，二极管D₄的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₅的阴极同时连接二极管D₆的阳极和电容C₃的正极，二极管D₆的阴极连接倍流模块输入端，电容C₃负极连接到倍流模块输出端。

4.据权利要求1所述的一种单开关多路倍流输出变换器电路，其特征在于，所述1:n倍流模块，n>3，倍流模块输入端连接电容C₁的正极，电容C₁的负极同时连接到二极管D₁的阴极和二极管D₂的阳极，二极管D₁的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₂的阴极同时连接二极管D₃的阳极和电容C₂的正极，二极管D₃的阴极连接倍流模块输入端，电容C₂负极连接到二极管D₄的阴极和二极管D₅的阳极，二极管D₄的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D₅的阴极同时连接二极管D₆的阳极和电容C₃的正极，二极管D₆的阴极连接倍流模块输入端，电容C₃负极连接到二极管D₇的阴极和二极管D₈的阳极，二极管D₇的阳极连接到倍流模块输出端……电容C_(n-1)负极连接到二极管D_(3n-5)的阴极和二极管D_(3n-4)的阳极，二极管D_(3n-5)的阳极连接到倍流模块输出端，二极管D_(3n-4)的阴极同时连接二极管D_(3n-3)的阳极和电容C_n的正极，二极管D_(3n-3)的阴极连接倍流模块输入端，电容C_n负极连接到倍流模块输出端。