CN113507224B - 一种三相升降压整流变换器及控制方法 - Google Patents
一种三相升降压整流变换器及控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113507224B CN113507224B CN202110712490.8A CN202110712490A CN113507224B CN 113507224 B CN113507224 B CN 113507224B CN 202110712490 A CN202110712490 A CN 202110712490A CN 113507224 B CN113507224 B CN 113507224B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- phase
- diode
- switching tube
- switching
- buck
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 34
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims abstract description 18
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims abstract description 10
- 230000016507 interphase Effects 0.000 claims description 7
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 claims description 6
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 10
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 7
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 4
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 4
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 3
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 238000000819 phase cycle Methods 0.000 description 2
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 206010033799 Paralysis Diseases 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 238000011946 reduction process Methods 0.000 description 1
- 238000010992 reflux Methods 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
- H02M7/08—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode arranged for operation in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2173—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a biphase or polyphase circuit arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种三相升降压整流变换器及控制方法，所述三相升降压整流变换器包括输入整流桥组、降压单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包含第一至第三整流桥，所述降压单元包含第一至第八开关管和第十三至第十六二极管，储能续流单元包括第十七至第二十二极管、第九至第十开关管、第一至第四续流电感和滤波电容。本发明具备两个降压开关单元，可同相位并联或者错相并联工作，通过对开关管施加“中”模式PWM驱动信号和“高”模式PWM驱动信号，可以实现三相整流变换器中的输入整流桥组及降压开关单元最大程度的复用，适用于中大功率输出电压范围较宽，或者输出电压介于倍至倍输入相电压范围及需要高效率、高功率密度的场合。
Description
技术领域
本申请涉及电力电子领域，具体涉及一种三相升降压整流变换器及控制方法。
背景技术
当前用电设备功率越来越大，采用三相供电方式的用电设备也越来越多，如果用电设备没有功率因数矫正（PFC）功能就会对电网的电能质量破坏很大，严重时甚至会导致电网的瘫痪。为满足电网质量要求，减少对电网的谐波污染或者造成配网不必要的输送负担，三相用电设备必须具备PFC功能或者增加滤波装置，以满足相关法规要求。
一般来说，对于三相交流输入的整流变换电路，如果需要PFC功能，则通常以两电平或者三电平升压型为主。但升压后，输出电压较高，对后端所接的变换器或者负载使用有所限制，如输入标称三相三线380V的交流电压，输出一般都设定在720V左右，甚至高达800V。当后端输出电压还需要变换器调整时，常规的性能较好的功率管在650V以下，近年有电压稍高且高频开关性能较好的1200V左右的SiC等新型开关器件，但成本高昂；为解决整流变换器后端的直流变换器的功率器件的局限性，同时又兼顾效率及其他因素，近年来降压型的两电平整流变换器也成为大家研究的热点，如图1升压式PFC，当初电压较低时则需要做降低处理，图2所示的为降压式PFC，如果采用降压式但其理论上可以稳定输出最高为1.5倍相电压峰值电压的额定电压，如果输出需求电压是超过该电压范围的，但又未达到倍的相电压峰值，则后端必须再增配一级非隔离式的DC/DC直流变换电路（如升压式的方案）变换为所需要的输出电压，图3则是采用升压或者降压方案再经过一级DC/DC稳压变换来实现，两级方案成本较高，同时由于两级的变换，效率会降低。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种三相升降压整流变换器及控制方法，解决上述现有技术存在的导流通路器件多和不能充分利用降压开关器件导流能力导致损耗大，不适宜成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
本发明采取的第一种技术方案是：一种非隔离式三相升降压整流变换器，包括输入整流桥组、降压单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥，所述第一至第三整流桥均包括四个二极管，所述四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，两个桥臂组并联连接，形成两个交流输入口，即桥臂组中两个二极管串联的中点，一个整流输出正端，即桥臂组的阴极，一个整流输出负端，即桥臂组的阳极；所述降压单元包括两个降压开关单元，第一降压开关单元包括第一至第四开关管和第十三至第十四二极管，第二降压开关单元包括第五至第八开关管和第十五至第十六二极管；所述第一降压开关单元和所述第二降压开关单元共用所述输入整流桥组中的其中一个整流桥；所述储能续流单元包括第十七至第二十二极管、第九至第十开关管、第一至第四续流电感和滤波电容；三个输入整流桥组分别连接三相三线电源中的任意两相，每个输入整流桥组的输入线电压各不相同；
所述第一整流桥包括第一至第四二极管，所述第一整流桥的整流输出正端，即第一二极管和第二二极管的阴极与第一开关管的漏极连接；所述第一整流桥的整流输出负端，即第三二极管和第四二极管的阳极与第二开关管的源极连接；所述第二整流桥包括第五至第八二极管；所述第二整流桥的整流输出正端，即第五二极管和第六二极管的阴极分别与第十三二极管的阳极和第十五二极管的阳极连接；所述第二整流桥的整流输出负端，即第七二极管和第八二极管的阳极分别与第十四二极管的阴极和第十六二极管的阴极连接；所述第三整流桥包括第九至第十二二极管，所述第三整流桥的整流输出正端，即第九二极管和第十二极管的阴极与第七开关管的漏极连接；所述第三整流桥的整流输出负端，即第十一二极管和第十二二极管的阳极与第八开关管的源极连接；第三开关管的源极与第十三二极管的阴极连接，第一续流电感的一端分别与第一开关管的源极、第三开关管的源极和第十七二极管的阴极连接，另外一端分别与第十九二极管的阳极和第九开关管的漏极连接，滤波电容的一端与第十九二极管的阴极连接，形成整流变换器的正输出端；第五开关管的漏极与第十五二极管的阴极连接，第三续流电感的一端分别与第五开关管的源极、第七开关管的源极和第十八二极管的阴极连接，另外一端分别与第二十二极管的阳极和第十开关管的漏极连接，第二十二极管的阴极连接整流变换器的正输出端；第四开关管的源极与第十四二极管的阳极连接，第二续流电感的一端分别与第二开关管的漏极、第四开关管的漏极和第十七二极管的阳极连接，另外一端分别与第九开关管的源极和滤波电容连接，形成整流变换器的负输出端；第六开关管的源极与第十六二极管的阳极连接，第四续流电感的一端分别与第六开关管的漏极、第八开关管的漏极和第十八二极管的阳极连接，另外一端与第十开关管的源极连接。
进一步地，所述第一至第十开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且开关管有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管、或者外加二极管。
进一步地，所述滤波电容为无极性的电容或有极性的电容；所述有极性的电容正极分别与第十九二极管的阴极和第二十二极管的阴极连接，负极分别与第九开关管的源极和第十开关管的源极连接。
进一步地，所述第一续流电感和第二续流电感可以是单独的两个电感，也可以是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；所述第三续流电感和第四续流电感可以是单独的两个电感，也可以是绕制在同一个磁性材料上的两个电感。
进一步地，还包括输入滤波器，所述输入滤波器接在所述三相三线电源与所述输入整流桥组之间。
本发明采取的第二种技术方案是：一种非隔离式三相升降压整流变换器的控制方法，用于控制第一种技术方案所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器，包括以下步骤：
S100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S200：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S300：对当前区间段下的降压单元施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；若瞬时值最低相与瞬时值次高相幅值方向相同且共用一个降压开关单元通路，则直接关断所述降压开关单元中所有开关管；
S400：在瞬时值较高的两相电流导通的同时，判断导通的两相的相间瞬时值压差最大数值是否大于等于输出电压设定值，对第九开关管和第十开关管进行控制，大于或者等于输出电压设定值则无须开通第九开关管或第十开关管，小于输出电压设定值则需要开通第九开关管或第十开关管；
S500：关断降压单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
进一步地，所述步骤S300的具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比大小的“高” 模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加 “中”模式PWM驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；若瞬时值最低相与瞬时值次高相幅值方向相同且共用一个降压开关单元通路，则对所述降压开关单元中的开关管施加“中”模式PWM驱动信号。
进一步地，当第九开关管或第十开关管处于开通状态时，第九开关管或第十开关管的PWM开关频率与第一至第八开关管的PWM开关频率一致。
进一步地，所述第一降压开关单元和第二降压开关单元中的第一至第八开关管同频率同相位工作或者按照0~1/2个高频开关周期错相工作。
本发明的有益效果在于：
（1）从结构及性能上，克服了传统的升压式三相整流变换电路后端高压的弊端，也避免了多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的受限性降低，可选余地更大；
（2）改变了传统升压或者降压式三相整流变换电路的实现形式，输出电压相对交流输入来说局限性更小，可以为升压，可以为降压，甚至可以为相差幅值中的电压，即输出电压介于倍至/>倍输入相电压范围内，在替代传统的无源PFC优势十分明显，尤其是替代传统的30kW以下的三相无源PFC；
（3）改变了传统降压式三相整流变换电路的实现通路形式，具有更低的回路导通阻抗，尤其是在降压模式下，在使用相同开关管的情况下，本发明的回路导通阻抗仅为现有已知方案的一半，效率更高，适合于高效率及高功率密度需求场合；
（4）由于结构上的简化，只需控制降压开关单元输出正端或者输出负端的导通即可，进而降低了控制的难度，从PFC功能的开关操作来看，通过对每相的开关管施加有规律或者逻辑的组合PWM驱动信号，简化控制方法；同时利用对各相回路导通时间的调整来改变并联电路间的正负电流回路阻抗，从而避免交叉环流。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1是现有的经典降压式PFC电路结构示意图；
图2是现有的Swiss整流器电路示意图；
图3是现有的直流输出方框示意图；
图4是本发明实施例1的非隔离型三相升降压整流变换器的示意图；
图5是本发明实施例1的三相电压波形示意及交汇点定义示意图；
图6是本发明实施例1的AC-BC区间AB相导通回路示意图1，此时为降压电感储能模式；
图7是本发明实施例1的AC-O区间BC相续流回路示意图；
图8是本发明实施例1的O-BC区间AC相续流回路示意图；
图9是本发明实施例1的AC-BC区间电感电流续流回路示意图；
图10是本发明实施例1的AC-BC区间AB相导通回路示意图2，此时为升压电感储能模式；
图11是本发明实施例1的AC-BC区间AB相导通回路示意图3，此时为升压电感释能模式；
图12是本发明实施例1的等效变换示意图1；
图13是本发明实施例1的等效变换示意图2；
图14是本发明实施例1三相交流周期内各开关组驱动波形关系示意图。
附图标记解释：FB1. 第一整流桥、FB2. 第二整流桥、FB3. 第三整流桥、D1. 第一二极管、D2. 第二二极管、D3. 第三二极管、D4. 第四二极管、D5. 第五二极管、D6. 第六二极管、D7. 第七二极管、D8. 第八二极管、D9. 第九二极管、D10. 第十二极管、D11. 第十一二极管、D12. 第十二二极管、D13. 第十三二极管、D14. 第十四二极管、D15. 第十五二极管、D16. 第十六二极管、D17. 第十七二极管、D18. 第十八二极管、D19. 第十九二极管、D20. 第二十二极管、Q1. 第一开关管、Q2. 第二开关管、Q3. 第三开关管、Q4. 第四开关管、Q5. 第五开关管、Q6. 第六开关管、Q7. 第七开关管、Q8. 第八开关管、Q9. 第九开关管、Q10. 第十开关管、L1. 第一续流电感、L2. 第二续流电感、L3. 第三续流电感、L4. 第四续流电感、C1. 滤波电容、Phase A. A相输入、Phase B. B相输入、Phase C. C相输入。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样， “一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。 “连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。 “上”、 “下”、 “左”、 “右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
如图4所示，一种非隔离式三相升降压整流变换器，包括输入整流桥组、降压单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥FB1~FB3，所述第一至第三整流桥FB1~FB3均包括四个二极管，所述四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，两个桥臂组并联连接，形成两个交流输入口，即桥臂组中两个二极管串联的中点，一个整流输出正端，即桥臂组的阴极，一个整流输出负端，即桥臂组的阳极；所述降压单元包括两个降压开关单元，第一降压开关单元包括第一至第四开关管Q1~Q4和第十三至第十四二极管D13~D14，第二降压开关单元包括第五至第八开关管Q5~Q8和第十五至第十六二极管D15~D16；所述第一降压开关单元和所述第二降压开关单元共用所述输入整流桥组中的其中一个整流桥；所述储能续流单元包括第十七至第二十二极管D17~D20、第九至第十开关管Q9~Q10、第一至第四续流电感L1~L4和滤波电容C1；三个输入整流桥组分别连接三相三线电源中的任意两相，每个输入整流桥组的输入线电压各不相同；
所述第一整流桥FB1包括第一至第四二极管D1~D4，所述第一整流桥FB1的整流输出正端，即第一二极管D1和第二二极管D2的阴极与第一开关管Q1的漏极连接；所述第一整流桥FB1的整流输出负端，即第三二极管D3和第四二极管D4的阳极与第二开关管Q2的源极连接；所述第二整流桥FB2包括第五至第八二极管D5~D8；所述第二整流桥FB2的整流输出正端，即第五二极管D5和第六二极管D6的阴极分别与第十三二极管D13的阳极和第十五二极管D15的阳极连接；所述第二整流桥FB2的整流输出负端，即第七二极管D7和第八二极管D8的阳极分别与第十四二极管D14的阴极和第十六二极管D16的阴极连接；所述第三整流桥FB3包括第九至第十二二极管D9~D12，所述第三整流桥FB3的整流输出正端，即第九二极管D9和第十二极管D12的阴极与第七开关管Q7的漏极连接；所述第三整流桥FB3的整流输出负端，即第十一二极管D11和第十二二极管的阳极D12与第八开关管Q8的源极连接；第三开关管Q3的源极与第十三二极管D13的阴极连接，第一续流电感L1的一端分别与第一开关管Q1的源极、第三开关管Q3的源极和第十七二极管D17的阴极连接，另外一端分别与第十九二极管D19的阳极和第九开关管Q9的漏极连接，滤波电容C1的一端与第十九二极管D19的阴极连接，形成整流变换器的正输出端；第五开关管Q5的漏极与第十五二极管D15的阴极连接，第三续流电感L3的一端分别与第五开关管Q5的源极、第七开关管Q7的源极和第十八二极管D18的阴极连接，另外一端分别与第二十二极管D20的阳极和第十开关管Q10的漏极连接，第二十二极管D20的阴极连接整流变换器的正输出端；第四开关管Q4的源极与第十四二极管D14的阳极连接，第二续流电感L2的一端分别与第二开关管Q2的漏极、第四开关管Q4的漏极和第十七二极管D17的阳极连接，另外一端分别与第九开关管Q9的源极和滤波电容C1连接，形成整流变换器的负输出端；第六开关管Q6的源极与第十六二极管D16的阳极连接，第四续流电感L4的一端分别与第六开关管Q6的漏极、第八开关管Q8的漏极和第十八二极管D18的阳极连接，另外一端与第十开关管Q10的源极连接。
在本发明实施例中，所述第一整流桥FB1的第一交流输入口，即第一二极管D1的阳极与三相三线电源的A相连接；所述第一整流桥FB1的第二个交流输入口，即第二二极管D2的阳极与所述三相三线电源的B相连接；所述第二整流桥FB2的第一交流输入口，即第五二极管D5的阳极与所述三相三线电源的B相连接；所述第二整流桥FB2的第二交流输入口，即第六二极管D6的阳极与所述三相三线电源的C相连接；所述第三整流桥FB3的第一交流输入口，即第九二极管D9的阳极与所述三相三线电源的A相连接；所述第三整流桥FB3的第二交流输入口，即第十二极管D10的阳极与所述三相三线电源的C相连接；所述第一降压开关单元和所述第二降压开关单元共用第二整流桥FB2；所述第一续流电感L1和第二续流电感L2可以是单独的两个电感，也可以是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；所述第三续流电感L3和第四续流电感L4可以是单独的两个电感，也可以是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；所述滤波电容C1为无极性的电容或有极性的电容；如所述滤波电容C1为有极性的电容，则滤波电容C1的正极分别与第十九二极管D19的阴极和第二十二极管D20的阴极连接，负极分别与第九开关管Q9的源极和第十开关管Q10的源极连接。本发明实施例还包括输入滤波器，所述输入滤波器接在所述三相三线电源与所述输入整流桥组之间，对输入电源起滤波作用，同时也可以对内部的杂波反射至输入端起滤波和衰减作用。所述第一至第十开关管Q1~Q10，可以为MOS管、IGBT管等，本领域的技术人员应该理解到，本发明不局限于上述两种半导体功率开关，还可以是其他可执行高频开关操作的功率元件。所述第一至第十开关管Q1~Q10之间使用独立的驱动电源，第一开关管Q1和第三开关管Q3可以共用一个驱动电源，第五开关管Q5或第七开关管Q7可以共用一个驱动电源。
本发明实施例采用的控制方法是：一种非隔离式三相升降压整流变换器的控制方法，包括以下步骤：
S100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S200：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S300：对当前区间段下的降压单元施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；若瞬时值最低相与瞬时值次高相幅值方向相同且共用一个降压开关单元通路，则直接关断所述降压开关单元中所有开关管；具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比大小的“高” 模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加 “中”模式PWM驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；若瞬时值最低相与瞬时值次高相幅值方向相同且共用一个降压开关单元通路，则对所述降压开关单元中的开关管施加“中”模式PWM驱动信号；
S400：在瞬时值较高的两相电流导通的同时，判断导通的两相的相间瞬时值压差最大数值是否大于等于输出电压设定值，对第九开关管Q9和第十开关管Q10进行控制，大于或者等于输出电压设定值则无须开通第九开关管Q9或第十开关管Q10，小于输出电压设定值则需要开通第九开关管Q9或第十开关管Q10；当第九开关管Q9或第十开关管Q10处于开通状态时，第九开关管Q9或第十开关管Q10的PWM开关频率与第一至第八开关管Q1~Q8的PWM开关频率一致；
S500：关断降压单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
判断瞬时值大小的方法为比较各相瞬时值的绝对值大小。所述第一降压开关单元和第二降压开关单元中的第一至第十开关管Q1~Q10同频率同相位工作或者按照0~1/2个高频开关周期错相工作。在本发明实施例中，所述第一降压开关单元和第二降压开关单元中的第一至第十开关管Q1~Q10按照1/2个高频开关周期错相工作，为最佳数值。
如图5所示，输入的三相交流电源，包括A相输入Phase A、B相输入Phase B和C相输入Phase C。为了方便描述，设三相电压相差120°，且为正弦电压，每360°一个循环；考虑到表述直观方便，以30°到390°，即下一周期的30°点为一个完整周期，各交汇点分别定义为AC（30°）、BC（90°）、BA（150°）、CA（210°）、CB（270°）、AB（330°）、AC（30°或390°）；过零点标为“0”点。
如图4所示，正极输出端与负极输出端之间可接负载或可等效为负载的电路。根据电路降压的基本原理，输出电压应该是比输入电压低才构成降压。因此在本发明实施例中，三相中瞬时值最大的两相形成导通相对输出端则构成了电压差，以图5中A相的0°或者原点做参考，所述电压差的瞬时差值最低点应该是A相的30°、90°、150°、210°、270°、330°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最低值为1+1/2倍的相电压最高幅值；所述电压差的瞬时差值最高点应该是A相的60°、120°、180°、240°、300°、360°点，或者类似周期性相差关系点，此时的最高值为倍的相电压最高幅值。当输出电压设定小于/>，其中为相电压有效值，则会小于三相电压两相间任意时刻的最小电压差值，本发明实施例的输出工作状态为全降压模式。当输出电压设定大于/>，则会高于三相电压两相间任意时刻的最大电压差值，本发明实施例的输出工作状态为升压模式。当输出电压介于及/>之间，则本发明实施例的工作模式既有升压也有降压。
（1）根据输出电压需求判定为降压模式
如图6所示，从AC点开始到BC点的AC-BC区间内，A相与B相电压瞬时值的绝对值高于C相，因此与A相连接的第一整流桥FB1和第三整流桥FB3的内部正端二极管，即第一二极管D1和第九二极管D9受正偏电压而导通，电压记为Va，与B相连接的整流桥组第一整流桥FB1和第二整流桥FB2的内部负端二极管，即第四二极管D4和第七二极管D7受正偏电压而导通，电压记为Vb；与C相连接的第二整流桥FB2和第三整流桥FB3的内部二极管受电压Va及Vb反偏而无法导通，第十二极管的D10的阴极电压被箝位Va，第八二极管D8的阳极电压被箝位Vb。当第一至第四开关管Q1～Q4或者第五至第八开关管Q5～Q8同时被施加PWM驱动开通信号，则Q第一至第四开关管Q1～Q4或者第五至第八开关管Q5～Q8中对应的开关管会被开通。A相的电流可经第一二极管D1和第一开关管Q1，流经第一续流电感L1、第十九二极管D19、滤波电容C1和第二续流电感L2，通过第二开关管Q2和第四二极管D4构成的支路或者第四开关管Q4、第十四二极管的4和第七二极管D7构成的支路回到B相交流源；A相的电流也可经第九二极管D9和第七开关管Q7，流经第三续流电感L3、第二十二极管D20和滤波电容C1，通过第四续流电感L4、第六开关管Q6、第十六二极管D16和第七二极管D7回到B相交流源。此时有第一降压开关单元和第二降压开关单元两个降压通流回路，且这两个降压开关单元共用B相所在的第二整流桥FB2作为电流回路。
如图7所示，在AC-0区间内，当第一开关管Q1和第七开关管Q7的驱动被关断后；此时第一降压开关单元的电流回路中由于有第一续流电感L1和第二续流电感L2存在，电流不会立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时与第六二极管D6和第十三二极管D13受正偏电压导通。由于第三开关管Q3受开通驱动信号所以一直导通，电流由C相经过第六二极管D6、第十三二极管D13和第三开关管Q5，流经第一续流电感L1、第十九二极管D19、滤波电容C1和第二续流电感L2，通过第二开关管Q2和第四二极管D4构成的支路或第四开关管Q4、第十四二极管D14和第七二极管D7构成的支路回到B相交流源。第二降压开关单元的通流回路中由于有第三续流电感L3和第四续流电感L4存在，不会立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时与C相连接的第三整流桥FB3受A相电压的反偏无法导通，第六二极管D6和第十五二极管D15受正偏电压导通，由于第五开关管Q5受开通驱动信号所以一直导通，电流由C相经过第六二极管D6、第十五二极管D15和第五开关管Q5，流经第三续流管L3、第二十二极管D20、滤波电容C1和第四续流电感L4，通过第六开关管Q6、第十六二极管D16和第七二极管D7回到B相交流源，此时第一降压开关单元和第二降压开关单元共用C相所在的第二整流桥FB2作为电流必经之路回流。
如图8所示，在0-BC区间内，当第五至第六开关管Q5~Q6的驱动信号被关断后，此时由于第二降压开关单元回路中第三续流电感L3和第四续流电感L4存在，电流不会立即反向，电感电动势会发生反向而续流，同时第十二二极管D12受正偏电压导通，由于第七开关管Q7和第八开关管Q8受开通驱动信号一直导通，电流由A相经过第九二极管D9和第七开关管Q7，流经第三续流电感L3、第二十二极管D20、滤波电容C1和第四续流二极管L4，通过第八开关管Q8和第十二二极管D12回到C相交流源。而第一降压开关单元由于B、C同向，且C相瞬时值小于B相，因此第八二极管D8被反向偏置而无法导通，此时第一至第四开关管Q1~Q4不能再施加导通驱动信号，但由于回路中有第一续流电感L1和第二续流电感L2存在，电感电动势会发生反向从而使第十七二极管D17反向偏置，电流经第二续流电感L2、第十七二极管D17、第一续流电感L1、第十九二极管D19构成回路进行续流。
由上可知，在每个开关周期内实现每相均可以导通电流，从而实现高PF值及低THDI的关键在于，先由瞬时值较高且极性相反的两相导通，并在回路的电感上储能，而后关断瞬时值的绝对值次高相的导通回路中的开关管，使续流电流通过瞬时值最低相；如果两相电源极性相同且连接在同一个输入整流桥组上，即共用同一个开关回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通。因此在每个开关周期，瞬时值次高相的电流回路会先关断，先关断的开关管的PWM驱动模式记为“中”，后关断的开关管的PWM驱动模式记为“高”。瞬时值最低相的开关管驱动虽然也可以施加 “高”模式PWM驱动信号，但是开关管须在 “中”模式PWM驱动信号关断后才能导通，这种PWM驱动模式又可记为“低”模式。因此在该实施例的实际控制中，虽然开关管导通的占空比可以有三种，但是正常情况下每个周期的PWM驱动有两种数值即可满足控制。
如图9所示，当施加在开关管上的所有PWM开通电压都关断，开关管断开后输入的所有电流回路则被切断，由于电感的电流不能瞬变，第一续流电感L1、第二续流电感L2、第三续流电感L3和第四续流电感L4必然保持续流，因此第十七二极管D17和第十八二极管D18会分别受正向电压偏置导通。电流可由滤波电容C1的负端或电路输出端的等效负载负端经过第二续流电感L2、第十七二极管D17、第一续流电感L1和第十九二极管D19构成的支路或者第四续流电感L4、第十八二极管D18、第三续流电感L3和第二十二极管D20构成的支路回到滤波电容C1的正端或者电路输出端的等效负载正端，构成电流续流回路，释放电感中的储能，完成整流变换器一个开关周期的变换状态。
根据以上关于本发明实施例的工作原理，在降压单元中，在同一开关周期内，导通回路上的开关管的PWM驱动信号先关断的驱动信号模式记为“中”，后关断的PWM驱动信号模式记为“高”。所述控制方法在每个开关周期先由瞬时值相对较高且极性相反的两相先导通，导通回路的电感则会产生压降和储能，随后关断与瞬时值次高相通路中的开关管，使续流电流通过瞬时值的绝对值的最低相。同时，由于两相电源极性相同且连接在同一个输入整流桥组，共用同一个降压开关单元回路，则与瞬时值最低相相连的输入整流桥组的二极管会被反向偏置而不能导通，同时所述降压开关单元没有其他的通路可以让该相导通，在该状态条件下，则所述降压开关单元中对应的开关管必须关断。如果根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。
此外，在不考虑控制复杂性，需要实现前述相同效果的情况下，也可以采用另外一种控制模式，对各个降压回路的开关管不同时施加驱动信号，先给瞬时值较高且极性相反的两相施加信号使其导通，而后关断正在导通的两相中的瞬时值次高相电流通路的开关，并对瞬时值最低相交流回路上的开关管施加驱动信号使其导通，从而使续流电流通过瞬时值最低相，然后再控制关断降压开关单元中的开关管。因此在每个开关周期，两相幅值同向的较高相的电流回路会先关断，先关断的PWM驱动信号模式记为“中”，后开通的PWM驱动信号模式记为“低”，先开通而最后关断的PWM驱动信号模式记为“高”。该种方式其并未脱离我们前述的“高”“中”控制策略，因此后面不再做详细叙述。
（2）根据输出电压需求判定为升压模式
第一至第四开关管Q1~Q4和第五至第八开关管Q5~Q8除需要按照如图14所示的的驱动控制方式对应驱动外，还需要对第九开关管Q9和第十开关管Q10施加PWM驱动，当第九开关管Q9和第十开关管Q10导通时，输入电流将被第九开关管Q9或者第十开关管Q10直接短路形成回流环路。如图10所示，此时交流源的电压分别被施加在电感第一续流电感L1和第二续流电感L2上、第三续流电感L3和第四续流电感L4上，因此电感储能。如图11所示，当第九开关管Q9和第十开关管Q10的驱动关断，由于第一续流电感L1、第二续流电感L2、第三续流电感L3和第四续流电感L4的存在，电流无法反向，继续保持原方向，因此电感电动势反向，与输入电压构成串联，一起对输出或者负载端供电。
根据前述工作原理分析，可以对本发明实施例在各工作模式下的电路进行等效变换。根据对称性以及开关功能性对图4进行简化后得到图12，瞬态情况下交流源通过二极管整流后可等效为直流源，或者说交流源加二极管在瞬时电路中可以视为直流源；同时交流回路中的组合开关管也可以简化等效为一个开关，因此图12可进一步简化成图13。本发明实施例的电路进行上述等效后，实际可以看作是一个升降压电路，因此该电路具备典型的降压功能及升压功能。考虑到线路中的器件导通损耗，死区、驱动延时等占空比导通角丢失以及必要的功率因素矫正功能，相比传统的两级变换模式，本发明实施例输出电压的幅值范围最优为输入三相相电压有效值的倍，也可以略微超过该范围。
对于其他区间段而言，控制方法与AC-BC区间类似，如两相电源极性相同且连接同一个输入整流桥组上，共用同一个降压开关单元回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通，同时所述降压开关单元没有其他的通路可以让该相电流导通，在该状态条件下，则所述降压开关单元中对应的开关管关断，此时对应的开关管只能施加“中”PWM驱动信号。
对于BC-BA区间，在BC-0区间内，A、B两相电流通路的开关管驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即C相回路先关断；在0-BA区间内，C、B两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，A相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即A相回路先关断。
对于BA-CA区间，在BA-0区间内，A、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，B相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-CA区间内，A、B两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即C相回路先关断。
对于CA-CB区间，在CA-0区间内，B、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，A相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即A相回路先关断；0-CB区间内，A、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，B相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即B相回路先关断。
对于CB-AB区间，在CB-0区间内，B、A两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即C相回路先关断；0-AB区间内，B、C两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，A相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即A相回路先关断。
对于AB-AC区间，在AB-0区间内，C、A两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，B相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即B相回路先关断；0-AC区间内，B、A两相电流通路的开关管的驱动信号为“高”模式PWM驱动信号，C相电流通路的开关管的驱动信号为“中”模式PWM驱动信号，即C相回路先关断。
由于现实中三相电压并不一定完全理想，存在相位、幅值、方向的变化，只能根据实际锁相来判断产生各区间段的驱动波形，因此应该以区间段各交流电压的瞬时波形的特征来判断，而不以理想角度来表示，根据三相电源信号的特点，可以分成十二个区间段，十二个区间段根据上述原理，各个开关管驱动信号的波形逻辑表如表1所示。
表1 开关管驱动状态逻辑表
“低” 模式表示根据前文所述的控制方法，可施加与最大瞬时值相的开关管同样的驱动信号，或者最迟在瞬时值同方向的另外一相的开关管的驱动信号关断前再施加与最大瞬时值相的开关管构成续流的驱动信号，占空比记为“高-中”。“低1”模式表示不需要施加驱动信号或者在最大瞬时值相上午开关管导通期间可以施加任意占空比的信号；因此，考虑到控制的简化和归一化，在不影响功能实现的基础上，将“低”和“低1”模式规律化为下列的驱动信号。此时表1可简化成如表2所示的开关管驱动状态逻辑表：
表2 简化后的开关管驱动状态逻辑表
根据驱动波形逻辑表各个区间段可得，可执行如下控制方法：
检测输入交流电压，判断输入电压的各项指标是否满足工作条件，不满足条件继续等待；如若满足条件，则开始工作，根据输入的三相三线电源电压信号的锁相判断，分析各相电源的当前时刻所处的相位和区间段；分析出各相电源的电压的瞬时值的绝对值大小，并根据输入相间电压瞬时值大小与输出电压设定值判断本发明实施例工作于升压模式还是降压模式。如果是升压模式，则需要根据运算结果施加PWM驱动开通第九开关管Q9或第十开关管Q10；反之则是降压模式，无需开通第九开关管Q9或第十开关管Q10。如两相电源极性相同且连接同一个整流桥上，共用同一个降压开关单元回路，则瞬时值最低相的整流桥二极管会被反向偏置而不能导通，同时所述降压开关单元没有其他的通路可以让该相电流导通，在该状态条件下，则所述降压开关单元中对应的开关管关断，此时对应的开关管只能施加“中”PWM驱动信号；对瞬时值的绝对值大小次高相的电流回路中对应开关管施加“中”模式PWM驱动信号，给其余的开关管施加相同占空比大小的“高”模式PWM驱动信号。使瞬时值较高的两相电源构成电流通路，同时储能续流单元的电感上形成升压储能或者分压储能，在“中”模式PWM驱动信号关断后，原施加“高”模式PWM驱动信号的另外两相的开关管会给电感提供续流通路而继续导通，如果是升压模式，当升压开关管关断后，电感电动势反向后与输入电压串联即进入释能续流模式。 “高”、“中”模式PWM驱动信号的具体占空比大小则由控制器实时控制运算结果确定。当所有开关管的驱动关断后，电感电动势反向，电感电流由第十七二极管D17或第十八二极管D18续流构成通路。总体来说，各相输入导通电流的时间与相电压的瞬时值成相对关系，即瞬时值越高的，电流导通时间越久，占空比越大，瞬时值最大相的电流导通时间等于瞬时值相对较低另外两相电流导通时间的和，且小于开关周期的总时间，相关波形驱动如图14所示。
通过上述控制方法，有效保证在每个开关周期，三相均有电流流通，同时根据实时控制将PWM驱动信号占空比调制好，就可以使得电流波形与电压波形跟随一致，因此可以获得较高的PF值，即实现PFC矫正功能。
本发明实施例中的存在两个降压开关单元通路，每个降压开关单元可以单独实现功率变换，因此这两个降压开关单元可以是同频同相或者按照0~1/2个高频开关周期错相工作；根据输入电流的总纹波以及***的综合特性，以1/2个高频开关周期的交错工作模式是本发明实施例的最佳工作方式，即第一至第四开关管Q1~Q4或者第五至第八开关管Q5~Q8的开关管驱动以1/2个开关周期交错。因为交流输入端的电流可以构成交错并联，从而以使交流输入电流可以更易达到连续，改善降压型电源输入电流断续的缺点，同时也可以减小输入滤波器以及降低EMI干扰。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种非隔离式三相升降压整流变换器，其特征在于，包括输入整流桥组、降压单元和储能续流单元；所述输入整流桥组包括第一至第三整流桥，所述第一至第三整流桥均包括四个二极管，所述四个二极管分别两两同向串联组成两个功能相同的桥臂组，两个桥臂组并联连接，形成两个交流输入口，即桥臂组中两个二极管串联的中点，一个整流输出正端，即桥臂组的阴极，一个整流输出负端，即桥臂组的阳极；所述降压单元包括两个降压开关单元，第一降压开关单元包括第一至第四开关管和第十三至第十四二极管，第二降压开关单元包括第五至第八开关管和第十五至第十六二极管；所述第一降压开关单元和所述第二降压开关单元共用所述输入整流桥组中的其中一个整流桥；所述储能续流单元包括第十七至第二十二极管、第九至第十开关管、第一至第四续流电感和滤波电容；三个输入整流桥组分别连接三相三线电源中的任意两相，每个输入整流桥组的输入线电压各不相同；
所述第一整流桥包括第一至第四二极管，所述第一整流桥的整流输出正端，即第一二极管和第二二极管的阴极与第一开关管的漏极连接；所述第一整流桥的整流输出负端，即第三二极管和第四二极管的阳极与第二开关管的源极连接；所述第二整流桥包括第五至第八二极管；所述第二整流桥的整流输出正端，即第五二极管和第六二极管的阴极分别与第十三二极管的阳极和第十五二极管的阳极连接；所述第二整流桥的整流输出负端，即第七二极管和第八二极管的阳极分别与第十四二极管的阴极和第十六二极管的阴极连接；所述第三整流桥包括第九至第十二二极管，所述第三整流桥的整流输出正端，即第九二极管和第十二极管的阴极与第七开关管的漏极连接；所述第三整流桥的整流输出负端，即第十一二极管和第十二二极管的阳极与第八开关管的源极连接；第三开关管的源极与第十三二极管的阴极连接，第一续流电感的一端分别与第一开关管的源极、第三开关管的源极和第十七二极管的阴极连接，另外一端分别与第十九二极管的阳极和第九开关管的漏极连接，滤波电容的一端与第十九二极管的阴极连接，形成整流变换器的正输出端；第五开关管的漏极与第十五二极管的阴极连接，第三续流电感的一端分别与第五开关管的源极、第七开关管的源极和第十八二极管的阴极连接，另外一端分别与第二十二极管的阳极和第十开关管的漏极连接，第二十二极管的阴极连接整流变换器的正输出端；第四开关管的源极与第十四二极管的阳极连接，第二续流电感的一端分别与第二开关管的漏极、第四开关管的漏极和第十七二极管的阳极连接，另外一端分别与第九开关管的源极和滤波电容连接，形成整流变换器的负输出端；第六开关管的源极与第十六二极管的阳极连接，第四续流电感的一端分别与第六开关管的漏极、第八开关管的漏极和第十八二极管的阳极连接，另外一端与第十开关管的源极连接。
2.根据权利要求1所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器，其特征在于，所述第一至第十开关管为高频驱动信号控制开通与关断的半导体器件，且开关管有反并二极管，所述反并二极管为集成二极管、寄生二极管、或者外加二极管。
3.根据权利要求1所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器，其特征在于，所述滤波电容为无极性的电容或有极性的电容；所述有极性的电容正极分别与第十九二极管的阴极和第二十二极管的阴极连接，负极分别与第九开关管的源极和第十开关管的源极连接。
4.根据权利要求1所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器，其特征在于，所述第一续流电感和第二续流电感是单独的两个电感，或者是绕制在同一个磁性材料上的两个电感；所述第三续流电感和第四续流电感是单独的两个电感，或者是绕制在同一个磁性材料上的两个电感。
5.根据权利要求1所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器，其特征在于，还包括输入滤波器，所述输入滤波器接在所述三相三线电源与所述输入整流桥组之间。
6.一种非隔离式三相升降压整流变换器的控制方法，其特征在于，用于控制权利要求1~5任一权利要求所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器，包括以下步骤：
S100：根据输入的三相三线电源电压信号的锁相分析各相电源当前时刻所处的相位和区间段；
S200：根据所述相位分析出各个所述区间段中各相电源的电压的瞬时值大小；
S300：对当前区间段下的降压单元施加驱动信号进行PWM驱动控制使其中瞬时值较高的两相电流先导通；将已导通的瞬时值次高相交流回路上的开关管通路关断，让瞬时值最高相和瞬时值最低相的电流继续导通；若瞬时值最低相与瞬时值次高相幅值方向相同且共用一个降压开关单元通路，则直接关断所述降压开关单元中所有开关管；
S400：在瞬时值较高的两相电流导通的同时，判断导通的两相的相间瞬时值压差最大数值是否大于等于输出电压设定值，对第九开关管和第十开关管进行控制，大于或者等于输出电压设定值则无须开通第九开关管或第十开关管，小于输出电压设定值则需要开通第九开关管或第十开关管；
S500：关断降压单元的所有驱动信号，再通过储能续流单元进行续流，从而使各相电流在每个开关周期内都能够导通。
7.根据权利要求6所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器方法，其特征在于，所述步骤S300的具体方法为：给瞬时值最高与最低的两相交流回路中对应开关管同时施加相同占空比大小的“高” 模式PWM驱动信号，同时对幅值瞬时值次高的电流回路中对应的开关管施加 “中”模式PWM驱动信号，使在各个区间段中，施加“高”模式PWM驱动信号的开关管后关断，施加“中”模式PWM驱动信号的开关管先关断；若瞬时值最低相与瞬时值次高相幅值方向相同且共用一个降压开关单元通路，则对所述降压开关单元中的开关管施加“中”模式PWM驱动信号。
8.根据权利要求6所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器的控制方法，其特征在于，当第九开关管或第十开关管处于开通状态时，第九开关管或第十开关管的PWM开关频率与第一至第八开关管的PWM开关频率一致。
9.根据权利要求6所述的一种非隔离式三相升降压整流变换器的控制方法，其特征在于，所述第一降压开关单元和第二降压开关单元中的第一至第八开关管同频率同相位工作或者按照0~1/2个高频开关周期错相工作。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110712490.8A CN113507224B (zh) | 2021-06-25 | 2021-06-25 | 一种三相升降压整流变换器及控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110712490.8A CN113507224B (zh) | 2021-06-25 | 2021-06-25 | 一种三相升降压整流变换器及控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113507224A CN113507224A (zh) | 2021-10-15 |
| CN113507224B true CN113507224B (zh) | 2024-05-24 |
Family
ID=78010636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202110712490.8A Active CN113507224B (zh) | 2021-06-25 | 2021-06-25 | 一种三相升降压整流变换器及控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113507224B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114301314A (zh) * | 2021-11-30 | 2022-04-08 | 刘三英 | 一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器及其控制方法 |
| CN114679059B (zh) * | 2022-05-30 | 2022-09-02 | 广东希荻微电子股份有限公司 | 降压电路与电子设备 |
Citations (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102946209A (zh) * | 2012-11-30 | 2013-02-27 | 福州大学 | 单级三相大升压比串联电压型准阻抗源逆变器 |
| DE102012218512A1 (de) * | 2012-10-11 | 2014-04-17 | Robert Bosch Gmbh | Vorrichtung und Verfahren zum Laden eines elektrischen Energiespeichers aus einer dreiphasigen Wechselspannungsquelle |
| CN105471252A (zh) * | 2016-01-05 | 2016-04-06 | 福州大学 | 一种大降压变比谐波电流注入型三相功率因数校正电路 |
| CN105720840A (zh) * | 2015-06-24 | 2016-06-29 | 中兴通讯股份有限公司 | 功率变换装置及其设置方法 |
| WO2016112784A1 (zh) * | 2015-01-13 | 2016-07-21 | 伊顿制造（格拉斯哥）有限合伙莫尔日分支机构 | 不间断电源及其控制方法 |
| CN105978376A (zh) * | 2016-07-01 | 2016-09-28 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 并网逆变电路及其控制方法 |
| EP3101794A2 (en) * | 2015-06-04 | 2016-12-07 | Schneider Electric IT Corporation | Ac-dc rectifier system |
| CN108306543A (zh) * | 2018-03-09 | 2018-07-20 | 深圳市保益新能电气有限公司 | 一种多功能交直流变换电路及其控制方法 |
| CN108528263A (zh) * | 2018-06-08 | 2018-09-14 | 重庆聚陆新能源有限公司 | 一种高效率的电动汽车直流快充*** |
| CN109067219A (zh) * | 2018-11-06 | 2018-12-21 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相交直流变换器及其控制方法 |
| CN109167524A (zh) * | 2018-11-06 | 2019-01-08 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相交直流升降压变换电路及其控制方法 |
| CN110855163A (zh) * | 2019-11-19 | 2020-02-28 | 南京航空航天大学 | 一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法 |
| CN211183826U (zh) * | 2019-11-05 | 2020-08-04 | 陕西科技大学 | 一种交直流微电网接口变换器电路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9374016B2 (en) * | 2014-06-24 | 2016-06-21 | Fuji Electric Co., Ltd. | AC-DC converter |
-
2021
- 2021-06-25 CN CN202110712490.8A patent/CN113507224B/zh active Active
Patent Citations (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102012218512A1 (de) * | 2012-10-11 | 2014-04-17 | Robert Bosch Gmbh | Vorrichtung und Verfahren zum Laden eines elektrischen Energiespeichers aus einer dreiphasigen Wechselspannungsquelle |
| CN102946209A (zh) * | 2012-11-30 | 2013-02-27 | 福州大学 | 单级三相大升压比串联电压型准阻抗源逆变器 |
| WO2016112784A1 (zh) * | 2015-01-13 | 2016-07-21 | 伊顿制造（格拉斯哥）有限合伙莫尔日分支机构 | 不间断电源及其控制方法 |
| EP3101794A2 (en) * | 2015-06-04 | 2016-12-07 | Schneider Electric IT Corporation | Ac-dc rectifier system |
| CN105720840A (zh) * | 2015-06-24 | 2016-06-29 | 中兴通讯股份有限公司 | 功率变换装置及其设置方法 |
| CN105471252A (zh) * | 2016-01-05 | 2016-04-06 | 福州大学 | 一种大降压变比谐波电流注入型三相功率因数校正电路 |
| CN105978376A (zh) * | 2016-07-01 | 2016-09-28 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 并网逆变电路及其控制方法 |
| CN108306543A (zh) * | 2018-03-09 | 2018-07-20 | 深圳市保益新能电气有限公司 | 一种多功能交直流变换电路及其控制方法 |
| CN108528263A (zh) * | 2018-06-08 | 2018-09-14 | 重庆聚陆新能源有限公司 | 一种高效率的电动汽车直流快充*** |
| CN109067219A (zh) * | 2018-11-06 | 2018-12-21 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相交直流变换器及其控制方法 |
| CN109167524A (zh) * | 2018-11-06 | 2019-01-08 | 深圳市高益智能电气有限公司 | 一种三相交直流升降压变换电路及其控制方法 |
| CN211183826U (zh) * | 2019-11-05 | 2020-08-04 | 陕西科技大学 | 一种交直流微电网接口变换器电路 |
| CN110855163A (zh) * | 2019-11-19 | 2020-02-28 | 南京航空航天大学 | 一种单级式隔离型三相整流器及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN113507224A (zh) | 2021-10-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN109067219B (zh) | 一种三相交直流变换器及其控制方法 | |
| CN109167524B (zh) | 一种三相交直流升降压变换电路及其控制方法 | |
| CN105610336B (zh) | 基于双电容模块的mmc型多端口电力电子变压器 | |
| CN113556049B (zh) | 一种非隔离式三相可升降压整流变换器及控制方法 | |
| US9960666B2 (en) | Four-port power electronic transformer based on hybrid modular multilevel converter | |
| CN113394990B (zh) | 一种三相升降压整流变换器及其控制方法 | |
| EP2571154B1 (en) | PV inverter with input parallel output series connected flyback converters feeding a fullbridge grid converter | |
| CN113394992B (zh) | 一种非隔离式三相升降压整流变换器及其控制方法 | |
| CN217087793U (zh) | 一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器及其构成的三相整流变换器 | |
| Qin et al. | A comparative efficiency study of silicon-based solid state transformers | |
| WO2023098214A1 (zh) | 一种两电平型三相可升降压pfc整流变换器及其控制方法 | |
| CN113507224B (zh) | 一种三相升降压整流变换器及控制方法 | |
| CN115765515B (zh) | 一种可双向变换的三相升降压变换器及其控制方法 | |
| WO2023098217A1 (zh) | 一种两电平型三相整流矫正器及其控制方法 | |
| CN113507226B (zh) | 一种三相整流变换器及其控制方法 | |
| CN112865560A (zh) | 一种多二极管串联型的背对背无桥三电平整流器 | |
| CN205864282U (zh) | 三相线电压级联vienna变换器 | |
| Ahmed et al. | Highly Efficient Dual-Buck Structured Buck–Boost AC–AC Converter With Versatile Identical Inverting/Noninverting Operations | |
| He et al. | The regulation characteristics of bridge modular switched-capacitor AC-AC converter | |
| CN110829868A (zh) | 一种基于谐振复位隔离的正激型swiss整流器 | |
| CN115765514A (zh) | 一种可双向变换的三相隔离型变换器及其控制方法 | |
| CN113556050B (zh) | 一种三相整流变换器及控制方法 | |
| CN113193768B (zh) | 四开关管串联型的背靠背式三电平整流器 | |
| CN110112902B (zh) | 一种三相升降压型pfc整流电路 | |
| CN113507225B (zh) | 一种非隔离式三相整流变换器及其控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |