CN113424423B - 双降压斩波器电路 - Google Patents

双降压斩波器电路 Download PDF

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Abstract

相位差校正控制部(12)根据第1输入平滑电容器(2a)的电压与第2输入平滑电容器(2b)的电压之差、在第1开关元件(3a)中流过的电流与在第2开关元件(3b)中流过的电流之差或者第1开关元件(3a)的栅极信号导通时的电抗器电流与第2开关元件(3b)的栅极信号导通时的电抗器电流之差，求出第1开关元件(3a)的开关的相位与第2开关元件(3b)的开关的相位之差的校正量。开关控制部(9)根据校正量，对第1开关元件(3a)和第2开关元件(3b)进行开关。

Description

双降压斩波器电路
技术领域
本公开涉及双降压斩波器电路。
背景技术
铁路车辆用空调逆变器装置为了使从直流架线供给的输入电压的变动稳定化，在逆变器前级具备降压斩波器电路。降压斩波器电路具备输入平滑电容器、开关元件、续流二极管、平滑电抗器以及输出平滑电容器。降压斩波器电路通过对开关元件进行导通/截止控制，从而使所输入的直流电压降压而得到所期望的直流电压。
已知如下技术：在输入电压是高电压的情况下，利用将开关元件级联连接成两级而成的双降压斩波器电路来确保耐压，且降低电压以及电流的纹波(例如，参照专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平4-260号公报
发明内容
例如，在地铁或者路面电车等方面，采用DC600V的架线电压。作为DC架线的特征，存在机械性接触被切断的离线频发这点和架线电压大幅变动(±30％左右)这点。在DC600V架线中，大致产生420V～780V的电压变动。为了应对这样的高电压且大的电压变动，铁路车辆用空调逆变器装置为了架线电压的降压以及稳定化而采用双降压斩波器。
在将以往的双降压斩波器应用于DC600V架线的情况下，作为频发的离线对策，需要使用静电电容大的电解电容器来作为输入平滑电容器。另外，架线电压上升至最大780V，该电压被2分割并被施加到正极侧的输入平滑电容器和负极侧的输入平滑电容器。其结果，正极侧以及负极侧各自的输入平滑电容器的额定电压包括裕度在内至少需要为DC450V以上。
另一方面，一般在电解电容器的静电电容中存在偏差，并且通过重复充放电，静电电容下降。即使在相同的电解电容器中，也因使用条件或者设置环境的不同等而劣化速度发生改变，在静电电容中产生偏差。
在将两个输入平滑电容器串联地连接的情况下，高的电压被施加到静电电容小的一方的输入平滑电容器。当在两个输入平滑电容器的静电电容中产生偏差的情况下，正极侧的输入平滑电容器的施加电压与负极侧的输入平滑电容器的施加电压不平衡。
为了抑制电压的不平衡，有与输入平滑电容器并联地设置平衡电阻的方法。但是，虽然能够在电路启动前利用平衡电阻进行平衡，但电路启动后取决于电力更大的负载，所以仅凭平衡电阻难以使电压平衡。
当产生电压不平衡时，有时为了保护输入平滑电容器免受过电压而设置的保护功能进行动作，使用双降压斩波器的空调***停止。另外，有时一个输入平滑电容器超过额定电压。为了避免这些，需要考虑电压不平衡，选定高耐压的电解电容器。但是，一般而言，超过DC450V的高耐压且静电电容大的电解电容器的种类以及流通量少，成本也高。因此，还考虑将获得性高且成本也廉价的额定电压DC450V以下的两个电解电容器分别串联连接到正极侧以及负极侧，从而确保耐压。但是，当将两个电解电容器串联地连接时，静电电容为一半。因而，为了确保对于离线对策足够的静电电容，需要还并联地追加其它电解电容器。其结果，招致空调装置的高成本化以及大型化。
另外，静电电容下降的一方的输入平滑电容器的施加电压变大。正极侧的开关元件和负极侧的开关元件按照相同的占空比进行动作，所以静电电容小的一方的充电电流变大，使劣化加速。
本公开是为了解决如上所述的问题点而完成的，其目的在于提供当在两个输入平滑电容器的静电电容中产生偏差的情况下，也能够抑制被施加到两个输入平滑电容器的电压的不平衡的双降压斩波器。
本公开提供一种双降压斩波器电路，具备：第1输入平滑电容器以及第2输入平滑电容器，串联地连接于与输入电源的正极连接的第1节点和与输入电源的负极连接的第2节点之间；第1开关元件，配置于第1节点与第3节点之间；第2开关元件，配置于负载的一端所连接的第4节点与第2节点之间；第1续流二极管，配置于第1输入平滑电容器与第2输入平滑电容器之间的第5节点与第3节点之间；第2续流二极管，配置于第5节点与第4节点之间；电抗器，配置于负载的另一端所连接的第6节点与第3节点之间；输出平滑电容器，配置于第6节点与第4节点之间；相位差校正控制部，根据第1输入平滑电容器的电压与第2输入平滑电容器的电压之差、在第1开关元件中流过的电流与在第2开关元件中流过的电流之差或者第1开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流与第2开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流之差，求出第1开关元件的开关的相位与第2开关元件的开关的相位之差的校正量；以及开关控制部，根据校正量，对第1开关元件和第2开关元件进行开关。
本公开提供一种双降压斩波器电路，具备：第1输入平滑电容器以及第2输入平滑电容器，串联地连接于与输入电源的正极连接的第1节点和与输入电源的负极连接的第2节点之间；第1开关元件，配置于第1节点与第3节点之间；第2开关元件，配置于负载的一端所连接的第4节点与第2节点之间；第1续流二极管，配置于第1输入平滑电容器与第2输入平滑电容器之间的第5节点与第3节点之间；第2续流二极管，配置于第5节点与第4节点之间；电抗器，配置于负载的另一端所连接的第6节点与第3节点之间；输出平滑电容器，配置于第6节点与第4节点之间；占空比校正控制部，根据第1输入平滑电容器的电压与第2输入平滑电容器的电压之差、在第1开关元件中流过的电流与在第2开关元件中流过的电流之差或者第1开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流与第2开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流之差，求出第1开关元件的开关的导通占空比和第2开关元件的开关的导通占空比的校正量；以及开关控制部，根据校正量，对第1开关元件和第2开关元件进行开关。
通过本公开的双降压斩波器，当在两个输入平滑电容器的静电电容中产生偏差的情况下，也能够抑制被施加到两个输入平滑电容器的电压的不平衡。
附图说明
图1是表示参考例的双降压斩波器的电路结构的图。
图2是表示实施方式1的双降压斩波器的电路结构的图。
图3是第1降压动作图案的时序图。
图4是示出第1降压动作图案的电流路径的图。
图5是第2降压动作图案的时序图。
图6是示出第2降压动作图案的电流路径的图。
图7是表示动作波形的图。
图8是表示校正第2开关元件3b的开关的相位之后的动作波形的图。
图9是表示实施方式2的双降压斩波器电路的结构的图。
图10是表示实施方式3的双降压斩波器电路的结构的图。
图11是表示实施方式4的双降压斩波器电路的结构的图。
图12是近似微分电路的框线图。
图13是表示实施方式6的双降压斩波器电路的结构的图。
图14是示出在第1开关元件电流Isw1与第2开关元件电流Isw2之间存在差的情况下的VP以及VN的关系性的图。
图15是表示实施方式7的双降压斩波器电路的结构的图。
图16是表示实施方式8的双降压斩波器电路的结构的图。
图17是表示实施方式9的双降压斩波器电路的结构的图。
图18是表示实施方式10的双降压斩波器电路的结构的图。
(符号说明)
1：直流电源(架线)；2a：第1输入平滑电容器；2b：第2输入平滑电容器；3a：第1开关元件；3b：第2开关元件；4a：第1环流二极管；4b：第2环流二极管；5：平滑电抗器；6：输出平滑电容器；7：负载；8：输出电压检测部；9：开关控制部；10a：第1输入电压检测部；10b：第2输入电压检测部；11：输入电压比较部；12：相位差校正控制部；13：占空比校正控制部；14：初始充电电路；15：充电时间测定部；16：微分要素部；17a：第1开关元件电流检测部；17b：第2开关元件电流检测部；18：开关元件电流比较部；19：电抗器电流检测部；20：电抗器电流比较部；21a：第1IPM；21b：第2IPM；201、202：IGBT。
具体实施方式
以下，参照附图说明实施方式。
参考例.
图1是表示参考例的双降压斩波器的电路结构的图。
在图1中，第1级降压斩波器和第2级降压斩波器级联连接于与直流架线相当的直流电源1(输入电压V1)。第1级降压斩波器具备第1输入平滑电容器2a、第1开关元件3a以及第1续流二极管4a。第2级降压斩波器具备第2输入平滑电容器2b、第2开关元件3b以及第2续流二极管4b。
在与直流电源1的正极侧连接的第1开关元件3a以及第1续流二极管4a的连接节点N1和与直流电源1的负极侧连接的第2开关元件3b以及第2续流二极管4b的连接节点N2之间，串联地连接平滑电抗器5和输出平滑电容器6。
负载7连接于输出平滑电容器6的两端。
在该电路结构中，与正极侧连接的第1开关元件3a和与负极侧连接的第2开关元件3b进行彼此具有180°的相位差的开关动作，进而控制与正极侧连接的第1开关元件3a以及与负极侧连接的第2开关元件3b的开关的导通占空比(占空因数)，从而针对输入电压V1生成所期望的输出电压V2。
此外，一般在检测被施加到输出平滑电容器6的输出电压V2的输出电压检测部8中检测输出电压值，开关控制部9根据检测到的输出电压值进行反馈控制，从而决定开关元件的开关的导通占空比。通过这样的控制，能够针对输入电压V1的变动将输出电压V2控制为稳定的恒定电压。降压斩波器的开关的导通占空比D当用输入电压V1和输出电压V2表示时，是D＝V2/V1的关系。
实施方式1.
图2是表示实施方式1的双降压斩波器的电路结构的图。
实施方式1的双降压斩波器连接于与直流架线相当的直流电源1(输入电压V1)，使从直流电源1输入的输入电压降压，将电压比输入电压低的输出电压V2供给到负载7。负载7例如是逆变器。
第1级降压斩波器和第2级降压斩波器级联连接于与直流架线相当的直流电源1(输入电压V1)。第1级降压斩波器具备第1输入平滑电容器2a、第1开关元件3a以及第1续流二极管4a。第2级降压斩波器具备第2输入平滑电容器2b、第2开关元件3b以及第2续流二极管4b。
双降压斩波器电路还具备平滑电抗器5、输出平滑电容器6、输出电压检测部8、开关控制部9、第1输入电压检测部10a、第2输入电压检测部10b、输入电压比较部11以及相位差校正控制部12。作为第1开关元件3a以及第2开关元件3b，能够使用IGBT，但即使使用其它开关元件、例如MOSFET等来构成，也并不损害效果。
节点N1(第1节点)连接于正极。节点N2(第2节点)连接于负极。
在节点N1与节点N2之间串联地连接第1输入平滑电容器2a和第2输入平滑电容器2b。第1输入平滑电容器2a的一端连接于节点N1。第2输入平滑电容器2b的一端连接于节点N2。
在节点N3(第3节点)与节点N4(第4节点)之间串联地连接第1续流二极管4a和第2续流二极管4b。第1续流二极管4a的阴极连接于节点N3。第2续流二极管4b的阳极连接于节点N4。
第1输入平滑电容器2a的另一端、第2输入平滑电容器2b的另一端、第1续流二极管4a的阳极以及第2续流二极管4b的阴极连接于节点N5(第5节点)。
在节点N1与节点N3之间连接第1开关元件3a。在节点N2与节点N4之间连接第2开关元件3b。
在节点N3与节点N6(第6节点)之间配置平滑电抗器5。在节点N6与节点N4之间配置输出平滑电容器6。负载7与输出平滑电容器6并联地连接。
输出电压检测部8检测作为输出平滑电容器6的两端的电压的输出电压。输出电压检测部8将表示检测到的电压的信号发送到开关控制部9。
开关控制部9根据来自输出电压检测部8的表示电压的信号，生成向第1开关元件3a的栅极信号ga以及向第2开关元件3b的栅极信号gb，从而控制第1开关元件3a以及第2开关元件3b。
接下来，说明实施方式1的双降压斩波器电路的动作。
双降压斩波器电路根据第1开关元件3a和第2开关元件3b的开关的导通占空比来进行两个图案的降压动作。
首先，说明第1降压动作图案。
第1降压动作图案是第1开关元件3a与第2开关元件3b的开关的导通占空比小于0.5(V1/2>V2)时的动作图案。
图3是第1降压动作图案的时序图。图4是示出第1降压动作图案的电流路径的图。
第1开关元件3a的开关周期与第2开关元件3b的开关周期相差180°(半个周期)。以相同的占空因数控制向第1开关元件3a的栅极信号ga和向第2开关元件的栅极信号ga。
图4(a)是表示图3的期间(1)的电流路径的图。
在期间(1)，第1开关元件3a导通，平滑电抗器5由于被充电到第1输入平滑电容器2a的电压而被励磁。因此，平滑电抗器电流IR随着时间的经过而逐渐线性地增加。此时，被施加到平滑电抗器5的电压是输入电压V1的1/2与输出电压V2的差分(V1/2－V2)。
图4(b)是表示图3的期间(2)的电流路径的图。
期间(2)被称为续流期间。在期间(2)，第1开关元件3a变化为截止，输出电压V2的逆电压被施加到平滑电抗器5，从而平滑电抗器5被去磁。伴随平滑电抗器5的去磁，平滑电抗器电流IR减少。
图4(c)是表示图3的期间(3)的电流路径的图。
在期间(3)，第2开关元件3b变化为导通，平滑电抗器5由于被充电到第2输入平滑电容器2b的电压而被励磁。被施加到平滑电抗器5的电压与期间(1)同样地是输入电压V1的1/2与输出电压V2的差分(V1/2－V2)。
图4(d)是表示图3的期间(4)的电流路径的图。
期间(4)也与期间(2)同样地被称为续流期间。在期间(4)，第2开关元件3b变化为截止，与期间(2)同样地对平滑电抗器5进行去磁。
通过重复进行上述(1)～(4)，从而实现降压动作。在该动作中，使输入电压V1降压到输出电压V2而进行动作，但当关注各个开关元件的动作时，能够使作为输入电压V1的1/2的V1/2降压到输出电压V2，以低的降压比进行动作。
第2降压动作图案是第1开关元件3a与第2开关元件3b的开关的导通占空比为0.5以上(V1/2<V2)时的动作图案。
图5是第2降压动作图案的时序图。图6是示出第2降压动作图案的电流路径的图。
图6(a)是表示图5的期间(1)的电流路径的图。
在期间(1)，第1开关元件3a成为导通的定时与第2开关元件3b成为导通的定时重叠。平滑电抗器5由于被充电到第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的电压(＝V1)而被励磁。被施加到平滑电抗器5的电压成为输入电压V1与输出电压V2的差分(V1－V2)。
图6(b)是表示图5的期间(2)的电流路径的图。
在期间(2)，第1开关元件3a成为截止，第2开关元件3b成为导通。输出电压V2与输入电压V1的1/2的差分电压(V2－V1/2)被施加到平滑电抗器5，从而平滑电抗器5被去磁。
图6(c)是表示图5的期间(3)的电流路径的图。
在期间(3)，第1开关元件3a成为导通的定时与第2开关元件3b成为导通的定时再次重叠。由此，与期间(1)同样地，平滑电抗器5被励磁。
图6(d)是表示图5的期间(4)的电流路径的图。
在期间(4)，第1开关元件3a成为导通，第2开关元件3b成为截止。在期间(4)，与期间(2)同样地，平滑电抗器5被去磁。
将上述(1)～(4)作为1个循环，重复多个循环，从而实现降压动作。
根据以上的动作说明，双降压斩波器能够按照本来降压比变高的条件(1<占空比<0.5)对输入电压进行2分割，能够抑制降压比。另外，通过使第1开关元件3a的开关的相位与第2开关元件3b的开关的相位之差偏移第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)，能够使平滑电抗器5以及输出平滑电容器6的纹波频率成为开关频率的两倍。由此，实现平滑电抗器5以及输出平滑电容器6的小型化。
在这样的双降压斩波器电路中，在第1输入平滑电容器2a的静电电容和第2输入平滑电容器2b的静电电容产生偏差的情况下，第1输入平滑电容器2a的两端电压与第2输入平滑电容器2b的两端电压不平衡。其结果，高的电压被施加到静电电容小的一方的电容器。
图7是表示动作波形的图。
图7示出了第2输入平滑电容器2b的静电电容比第1输入平滑电容器2a的静电电容小10[％]的情况下的导通占空比小于0.5(V1/2>V2)的情况下的动作波形。
第2输入平滑电容器2b的两端电压VN比第1输入平滑电容器2a的两端电压VP大，所以第1开关元件3a导通时的向平滑电抗器5的励磁能量与第2开关元件3b导通时的向平滑电抗器5的励磁能量不同。其结果，在平滑电抗器电流IR中产生失真或者颤动。
当将平滑电抗器5的电感设为L、将平滑电抗器5的励磁电压设为V、将平滑电抗器电流设为IR、将励磁时间设为T时，以下的关系成立。
L×IR＝V×T…(1)
L是恒定值。关于T，第1开关元件3a的导通时间与第2开关元件3b的导通时间(导通占空比)相同，所以不产生差异。因而，平滑电抗器电流IR发生变动的条件取决于励磁电压V。励磁电压V通过第1开关元件3a以及第2开关元件3b的开关而切换到VP或者VN。因而，在VN比VP大时，第2开关元件3b导通时的励磁电压变大。因而，第2开关元件3b导通时的平滑电抗器电流IR的斜率比第1开关元件3a导通时的平滑电抗器电流IR的斜率大。因此，如上所述平滑电抗器电流IR产生颤动。
当这样的输入电压成为不平衡状态时，有可能会因保护动作而双降压斩波器电路停止，或者有可能额定以上的电压被施加到第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b。另外，第2输入平滑电容器2b的纹波电流变大，还有可能会使第2输入平滑电容器2b的劣化加速。
为了应对这样的问题，本实施方式的双降压斩波器电路具备第1输入电压检测部10a、第2输入电压检测部10b、输入电压比较部11以及相位差校正控制部12。
第1输入电压检测部10a检测第1输入平滑电容器2a的两端的电压VP(第1输入电压)。第1输入电压检测部10a将表示检测到的电压VP的信号发送到输入电压比较部11。
第2输入电压检测部10b检测第2输入平滑电容器2b的两端的电压VN(第2输入电压)。第2输入电压检测部10b将表示检测到的电压VN的信号发送到输入电压比较部11。
输入电压比较部11比较第1输入平滑电容器2a的两端的电压VP和第2输入平滑电容器2b的两端的电压VN。
相位差校正控制部12根据输入电压比较部11的比较结果，决定应校正的相位差，将表示所决定的应校正的相位差的信号发送到开关控制部9。
开关控制部9根据应校正的相位差，决定所生成的向第1开关元件3a的栅极信号ga的相位和向第2开关元件3b的栅极信号gb的相位。开关控制部9根据相位被决定的栅极信号ga和gb，对第1开关元件3a和第2开关元件3b进行开关。
首先，说明VP<VN的情况下的动作。
第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)。在该状态下，相位差校正控制部12在检测为VP<VN时，根据电压差(VN－VP)，将第1开关元件3a的开关的相位与第2开关元件3b的开关的相位之差校正为第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)－θ。校正量θ的大小能够与电压差(VN－VP)相应地变化。例如，校正量θ的大小也可以设为与电压差(VN－VP)成比例。
开关控制部9向使第2开关元件3b的开关的相位提前θ的方向校正。其结果，第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)－θ。
图8是表示校正第2开关元件3b的开关的相位之后的动作波形的图。
通过向使第2开关元件3b的开关的相位提前的方向校正，从而第1开关元件3a截止之后的续流时间变短，另一方面，第2开关元件3b截止之后的续流时间变长。
也就是说，在第1开关元件3a导通时，针对通过第1输入电压VP而积蓄于平滑电抗器5的励磁能量，去磁时间变短。因而，能量的放出量被抑制。在第2开关元件3b导通时，针对通过第2输入电压VN而积蓄于平滑电抗器5的励磁能量，去磁时间变长。因而，能量的放出量增加。由此，在小的一方的第1输入平滑电容器2a的两端电压VP下，负载变轻(电压上升)，在大的一方的第2输入平滑电容器2b的两端电压VN下，负载变重(电压下降)。其结果，双方的励磁能量平衡。也就是说，通过在从第1输入电压VP和第2输入电压VN观察的情况下使负载等效的相位差，第1输入电压VP与第2输入电压VN平衡。
此外，如上所述，不仅对第2开关元件3b进行提前相位校正，还对第1开关元件3a进行滞后相位校正(0°+θ)，从而也能够得到同样的效果。即，开关控制部9向使第1开关元件3a的开关的相位滞后θ的方向校正。其结果，第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)－θ。
接下来，说明VP>VN的情况。
第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)。在该状态下，相位差校正控制部12在检测为VP>VN时，根据电压差(VP－VN)，将第1开关元件3a的开关的相位与第2开关元件3b的开关的相位之差校正为第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)+θ。校正量θ的大小能够与电压差(VP－VN)相应地变化。例如，校正量θ的大小也可以设为与电压差(VP－VN)成比例。
例如，开关控制部9向使第2开关元件3b的开关的相位滞后θ的方向校正。其结果，第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)+θ。
通过向使第2开关元件3b的开关的相位滞后的方向校正，从而第2开关元件3b截止之后的续流时间变短，第1开关元件3a截止之后的续流时间变长。
也就是说，在第1开关元件3a导通时，针对通过第1输入电压VP而积蓄于平滑电抗器5的励磁能量，去磁时间变长。因而，能量的放出量增加。在第2开关元件3b导通时，针对通过第2输入电压VN而积蓄于平滑电抗器5的励磁能量，去磁时间变短。因而，能量的放出量被抑制。由此，在小的一方的第2输入平滑电容器2b的两端电压VN下，负载变轻(电压上升)，在大的一方的第1输入平滑电容器2a的两端电压VP下，负载变重(电压下降)。其结果，双方的励磁能量平衡。也就是说，通过在从第1输入电压VP和第2输入电压VN观察的情况下使负载等效的相位差，第1输入电压VP与第2输入电压VN平衡。
此外，如上所述，不仅对第2开关元件3b进行滞后相位校正，还对第1开关元件3a进行提前相位校正(0°－θ)，从而也能够得到同样的效果。即，开关控制部9向使第1开关元件3a的开关的相位提前θ的方向校正。其结果，第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(＝180°)+θ。
如以上说明，通过本实施方式，当在第1输入平滑电容器2a的静电电容与第2输入平滑电容器2b的静电电容之间产生偏差时，第1输入平滑电容器2a的两端电压VP与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN的不平衡被消除。由此，通过为了保护第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b免受过电压而设置的保护功能，例如，能够避免空调***停止的事态。另外，还能够避免额定电压以上的电压被施加到第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的事态。
进而，也不需要为了防备产生第1输入电压VP与第2输入电压VN的不平衡而设置耐压高的电容器或者设置多个电容器。其结果，例如，实现空调装置的小型化以及低成本化。
另外，第1输入电压VP与第2输入电压VN的不平衡被消除，从而静电电容下降的一方的输入平滑电容器的纹波电流变大而劣化加速的问题也被消除。
实施方式2.
图9是表示实施方式2的双降压斩波器电路的结构的图。
实施方式2的双降压斩波器电路代替实施方式1的双降压斩波器电路所包含的相位差校正控制部12而具备占空比校正控制部13。实施方式的双降压斩波器电路的基本的电路结构以及控制与实施方式1的双降压斩波器电路相同。
首先，作为初始状态，第1开关元件3a的开关的导通占空比和第2开关元件3b的开关的导通占空比被设定为相同的值D。由输出电压检测部8和开关控制部9以使输出电压V2成为所期望的电压的方式进行反馈控制，从而决定导通占空比D。
与实施方式1同样地，第1输入电压检测部10a检测第1输入平滑电容器2a的两端的电压VP。第2输入电压检测部10b检测第2输入平滑电容器2b的两端的电压VN。输入电压比较部11比较第1输入平滑电容器2a的两端的电压VP和第2输入平滑电容器2b的两端的电压VN。
占空比校正控制部13根据在输入电压比较部11中计算出的电压差，求出第1开关元件3a的开关的导通占空比的校正量Δd1和第2开关元件3b的开关的导通占空比的校正量Δd2。
开关控制部9根据校正量Δd1、Δd2，对第1开关元件3a和第2开关元件3b进行开关。校正量Δd1与校正量Δd2能够设为绝对值相等且符号不同。
在VN>VP的情况下，占空比校正控制部13根据电压差(VN－VP)，向使第1开关元件3a的开关的导通占空比变短的方向校正，且向使第2开关元件3b的开关的导通占空比变长的方向校正。在VP>VN的情况下，占空比校正控制部13根据电压差(VP－VN)，向使第1开关元件3a的开关的导通占空比变长的方向校正，且向使第2开关元件3b的开关的导通占空比变短的方向校正。
例如，说明在校正前的导通占空比D为0.4的情况下产生VP与VN的不平衡的情况下的动作。
首先，说明VP<VN的情况。
例如，能够设为Δd1＝－0.01，Δd2＝0.01。即，占空比校正控制部13将第1开关元件3a的开关的导通占空比校正为0.39，将第2开关元件3b的开关的导通占空比校正为0.41。也就是说，占空比校正控制部13以校正前的导通占空比D＝0.4为中心，使第1开关元件3a的开关的导通占空比变短同一量0.01，使第2开关元件3b的开关的导通占空比变长同一量0.01。
通过这样校正第1开关元件3a的开关的导通占空比和第2开关元件3b的开关的导通占空比，能够得到以下效果。
第1开关元件3a的导通时间变短，基于第1输入电压VP的平滑电抗器5的励磁能量减少。其结果，在从第1输入电压VP观察的情况下，可以看成负载变轻，所以第1输入电压VP增加。另一方面，第2开关元件3b的导通时间变长，基于第2输入电压VN的平滑电抗器5的励磁能量增加。其结果，在从第2输入电压VN观察的情况下，可以看成负载变重，所以第2输入电压VN减少。其结果，基于第1开关元件3a的导通时间的平滑电抗器5的励磁时间变短，但励磁电压变大。另一方面，基于第2开关元件3b的导通时间的平滑电抗器5的励磁时间变长，但励磁电压变小。如以上那样，双方的励磁能量平衡。也就是说，通过在从第1输入电压VP和第2输入电压VN观察的情况下使负载等效的导通占空比，第1输入电压VP与第2输入电压VN平衡。
接下来，说明VP>VN的情况。
例如，能够设为Δd1＝0.01，Δd2＝－0.01。即，占空比校正控制部13将第1开关元件3a的开关的导通占空比校正为0.41，将第2开关元件3b的开关的导通占空比校正为0.39。也就是说，占空比校正控制部13以校正前的导通占空比D＝0.4为中心，使第1开关元件3a的开关的导通占空比变长同一量0.01，使第2开关元件3b的开关的导通占空比变短同一量0.01。
通过这样校正第1开关元件3a的开关的导通占空比和第2开关元件3b的开关的导通占空比，能够得到以下效果。
第1开关元件3a的导通时间变长，基于第1输入电压VP的平滑电抗器5的励磁能量增加。其结果，在从第1输入电压VP观察的情况下，可以看成负载变重，所以第1输入电压VP减少。另一方面，第2开关元件3b的导通时间变短，基于第2输入电压VN的平滑电抗器5的励磁能量减少。其结果，在从第2输入电压VN观察的情况下，可以看成负载变轻，所以第2输入电压VN增加。其结果，基于第1开关元件3a的导通时间的平滑电抗器5的励磁时间变长，但励磁电压变小。另一方面，基于第2开关元件3b的导通时间的平滑电抗器5的励磁时间变短，但励磁电压变大。如以上那样，双方的励磁能量平衡。也就是说，通过在从第1输入电压VP和第2输入电压VN观察的情况下使负载等效的导通占空比，第1输入电压VP与第2输入电压VN平衡。
如以上说明，通过本实施方式，当在第1输入平滑电容器2a的静电电容与第2输入平滑电容器2b的静电电容之间产生偏差时，第1输入平滑电容器2a的两端电压VP(第1输入电压)与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN(第2输入电压)的不平衡被消除。由此，通过为了保护第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b免受过电压而设置的保护功能，例如能够避免空调***停止的事态。另外，还能够避免额定电压以上的电压被施加到第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的事态。
进而，也不需要为了防备产生第1输入电压VP与第2输入电压VN的不平衡而设置耐压高的电容器或者设置多个电容器。其结果，例如，实现空调装置的小型化以及低成本化。
另外，第1输入电压VP与第2输入电压VN的不平衡被消除，从而静电电容下降的一方的输入平滑电容器的纹波电流变大而劣化加速的问题也被消除。
实施方式3.
图10是表示实施方式3的双降压斩波器电路的结构的图。
实施方式3的双降压斩波器电路除了具备实施方式1的双降压斩波器电路的构成要素之外，还具备初始充电电路14和充电时间测定部15。
初始充电电路14例如是定电压定电流(CVCC)电路。初始充电电路14在双降压斩波器开始动作时，对第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b进行充电，从而使第1输入平滑电容器2a的两端电压VP以及第2输入平滑电容器2b的两端电压VN成为规定的电压VM。
充电时间测定部15测定第1输入平滑电容器2a的两端电压VP被充电至规定的电压VM的时间Ta以及第2输入平滑电容器2b的两端电压VN被充电至规定的电压VM的时间Tb。
在第1输入平滑电容器2a的静电电容和第2输入平滑电容器2b的静电电容产生差的情况下，充电时间Ta与Tb不同。静电电容下降时的电容器的充电时间变短。此外，即使在第1输入平滑电容器2a的静电电容和第2输入平滑电容器2b的静电电容产生差的情况下，由于由初始充电电路14按照恒定的电压值(CV)控制，所以在双降压斩波器电路的启动前电压也不会不平衡。
根据充电时间Ta、Tb的测定结果，预先实施实施方式1的相位校正以及实施方式2的导通占空比校正，从而能够抑制双降压斩波器电路的启动前以及紧接着启动之后的电压不平衡。
另外，能够在双降压斩波器电路的启动开始前进行第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的静电电容的劣化的程度以及故障等的异常检测，所以双降压斩波器电路的可靠性提高。
此外，在上述实施方式中，对实施方式1追加测定第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的充电时间的结构，但并不限定于此。对实施方式2追加用于测定第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的充电时间的同样的结构，也能够得到同样的效果。
实施方式4.
图11是表示实施方式4的双降压斩波器电路的结构的图。
实施方式4的双降压斩波器电路除了具备实施方式1的双降压斩波器电路的构成要素之外，在输出电压检测部8、第1输入电压检测部10a以及第2输入电压检测部10b的后级还具备微分要素部16。
微分要素部16－a通过对第1输入电压检测部10a检测到的第1输入平滑电容器2a的两端电压VP进行微分，从而检测在第1输入平滑电容器2a中流过的电流。微分要素部16－a通过对第2输入电压检测部10b检测到的第2输入平滑电容器2b的两端电压VN进行微分，从而检测在第2输入平滑电容器2b中流过的电流。
微分要素部16－b通过对输出电压检测部8检测到的输出平滑电容器6的电压进行微分，从而检测在输出平滑电容器6中流过的电流。
在将电容器的容量设为c、将电容器的电压设为v、将在电容器中流过的瞬时电流设为i时，以下的公式成立。
i＝c×dv/dt…(2)
因而，能够从电容器的电压V的微分值检测在电容器中流过的电流i。
微分要素部16－a、16－b分别例如能够由具有用下式表示的传递函数的近似微分电路构成。
D＝sT/(1+sT/K)…(3)
图12是近似微分电路的框线图。
如图12所示，近似微分电路能够通过对比例要素(K)102设置基于积分要素(1/sT)103的反馈循环而构成。
近似微分电路既能够由运算放大器等电子部件构成，也能够通过将电压信号取入到微机等而由软件构成。
开关控制部9生成开关信号，所以开关控制部9有时由微机构成。如果将表示电容器的电压的信号取入到构成开关控制部9的微机，在微机内构成近似微分电路，则能够不追加部件地检测在电容器中流过的电流。
通过微分要素部16，无需为了检测在电容器2a、2b、6中流过的电流而追加电流传感器，能够检测在电容器2a、2b、6中流过的电流。由此，能够当在电容器2a、2b、6中流过如产生急剧的电压变化那样的异常电流时，使双降压斩波器电路的动作停止。其结果，双降压斩波器电路的可靠性提高。
此外，在上述实施方式中，对实施方式1追加有用于检测异常电流的结构，但并不限定于此。对实施方式2或者实施方式3追加用于检测异常电流的同样的结构，也能够得到同样的效果。
实施方式5.
实施方式5的双降压斩波器电路即使在第1开关元件3a的开关周期和第2开关元件3b的开关周期例如由于开关元件或者电路常数的偏差等而从180°(半个周期)偏离±α量的情况下，也稳定地进行动作。
在相对于第1开关元件3a的开关周期与第2开关元件3b的开关周期之间的偏离180°而产生相位偏离(±α)的情况下，即使第1输入平滑电容器2a和第2输入平滑电容器2b是相同的静电电容且相同的导通占空比，也在第1输入平滑电容器2a的两端电压VP与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN之间产生相位偏离所引起的电压不平衡。
因此，在不具备第1输入电压检测部10a、第2输入电压检测部10b、输入电压比较部11以及相位差校正控制部12的以往的双降压斩波器电路中，无法抑制产生相位偏离(±θ)的输入电压的不平衡。但是，在本实施方式中，还检测相位偏离(±α)所引起的输入电压的不平衡的量，进行相位校正。因而，在由于开关元件以及电路常数的偏差等而相位偏离的情况下，输入电压也不会不平衡，而能够稳定地进行动作。在本实施方式中，即使除了相位偏离(±α)之外，还产生输入平滑电容器2a、2b的静电电容差所引起的不平衡，由于以相位偏离分(180°±α)为基准而实施相位校正来进行控制，所以对任何动作也都不产生障碍。也就是说，在本实施方式中，第1开关元件3a的开关周期与第2开关元件3b的开关周期之差能够不拘泥于180°地进行控制。
即，在本实施方式中，相位校正控制部12以如下方式校正相位。
当在第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(180°±α)时检测为第1输入平滑电容器2a的两端的电压比第2输入平滑电容器2b的两端的电压小的情况下，相位差校正控制部12向使第2开关元件3b的开关的相位提前的方向校正。
当在第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b周期之差(180°±α)时检测为第1输入平滑电容器2a的两端的电压比第2输入平滑电容器2b的两端的电压小的情况下，相位差校正控制部12向使第1开关元件3a的开关的相位滞后的方向校正。
在第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(180°±α)时检测为第1输入平滑电容器2a的两端的电压比第2输入平滑电容器2b的两端的电压大的情况下，相位差校正控制部12向使第2开关元件3b的开关的相位滞后的方向校正。
在第2开关元件3b的开关的相位比第1开关元件3a的开关的相位滞后第1开关元件3a的周期与第2开关元件3b的周期之差(180°±α)时检测为第1输入平滑电容器2a的两端的电压比第2输入平滑电容器2b的两端的电压大的情况下，相位差校正控制部12向使第1开关元件3a的开关的相位提前的方向校正。
实施方式6.
图13是表示实施方式6的双降压斩波器的电路结构的图。
实施方式6的双降压斩波器电路代替实施方式1的双降压斩波器电路所包含的第1输入电压检测部10a、第2输入电压检测部10b、输入电压比较部11而具备第1开关元件电流检测部17a、第2开关元件电流检测部17b以及开关元件电流比较部18。本实施方式的双降压斩波器电路的基本的电路结构与实施方式1的双降压斩波器电路相同。
第1开关元件电流检测部17a检测第1开关元件的电流Isw1。第1开关元件电流检测部17a将表示检测到的电流Isw1的信号发送到开关元件电流比较部18。
第2开关元件电流检测部17b检测第2开关元件的电流Isw2。第2开关元件电流检测部17b将表示检测到的电流Isw2的信号发送到开关元件电流比较部18。
开关元件电流比较部18比较第1开关元件的电流Isw1和第2开关元件的电流Isw2。
在由开关元件电流比较部18比较的结果是如图14那样第1开关元件的电流Isw1和第2开关元件的电流Isw2存在差的情况下，能够推测为在第1输入平滑电容器2a的两端电压VP与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN之间产生不平衡。相位差校正控制部12根据开关元件电流比较部18的比较结果，决定应校正的相位差，将表示所决定的应校正的相位差的信号发送到开关控制部9。
开关控制部9根据应校正的相位差，决定所生成的向第1开关元件3a的栅极信号ga的相位和向第2开关元件3b的栅极信号gb的相位。开关控制部9根据相位被决定的栅极信号ga和gb，对第1开关元件3a和第2开关元件3b进行开关。此外，在开关元件电流比较部18的比较结果是Isw1<Isw2的情况下，被推测为VP<VN，相反，在Isw1>Isw2的情况下，被推测为VP>VN。VP<VN以及VP>VN的动作与实施方式1所记载的动作相同。
通过本实施方式，当在第1输入平滑电容器2a的静电电容与第2输入平滑电容器2b的静电电容之间产生偏差时，第1输入平滑电容器2a的两端电压VP(第1输入电压)与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN(第2输入电压)之间的不平衡被消除。
另外，根据本实施方式，能够直接监视第1开关元件电流Isw1以及第2开关元件电流Isw2，所以当在后级电路中产生异常而在开关元件中流过过电流的情况下，能够检测该过电流，立即使开关停止(使双降压斩波器电路的动作停止)。其结果，双降压斩波器电路的可靠性提高(能够抑制装置的故障)。
实施方式7.
图15是表示实施方式7的双降压斩波器的电路结构的图。
实施方式7的双降压斩波器电路代替实施方式6的双降压斩波器电路所包含的相位差校正控制部12而具备占空比校正控制部13。
占空比校正控制部13根据在开关元件电流比较部18中计算出的第1开关元件电流Isw1与第2开关元件电流Isw2的电流差，求出第1开关元件3a的开关的导通占空比的校正量Δd1和第2开关元件3b的开关的导通占空比的校正量Δd2。
开关控制部9根据校正量Δd1、Δd2对第1开关元件3a和第2开关元件3b进行开关。校正量Δd1与校正量Δd2能够设为绝对值相等且符号不同。此外，在开关元件电流比较部18的比较结果是Isw1<Isw2的情况下，被推测为VP<VN，相反，在Isw1>Isw2的情况下，被推测为VP>VN。VP<VN以及VP>VN的动作与实施方式2所记载的动作相同。
通过本实施方式，当在第1输入平滑电容器2a的静电电容与第2输入平滑电容器2b的静电电容之间产生偏差时，第1输入平滑电容器2a的两端电压VP(第1输入电压)与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN(第2输入电压)的不平衡被消除。
另外，能够直接监视第1开关元件电流Isw1以及第2开关元件电流Isw2，所以当在后级电路中产生异常而在开关元件中流过过电流的情况下，能够检测该过电流，立即使开关停止(使双降压斩波器电路的动作停止)。其结果，双降压斩波器电路的可靠性提高(能够抑制装置的故障)。
实施方式8.
图16是表示实施方式8的双降压斩波器的电路结构的图。
实施方式8的双降压斩波器电路代替实施方式6的双降压斩波器电路所包含的第1开关元件电流检测部17a、第2开关元件电流检测部17b、开关元件电流比较部18而具备电抗器电流检测部19以及电抗器电流比较部20。
电抗器电流检测部19检测在平滑电抗器5中流过的电流，将表示检测到的电流IR的信号发送到电抗器电流比较部20。
电抗器电流比较部20在第1以及第2开关元件的栅极信号ga、gb导通的定时，比较由电抗器电流检测部19检测到的电抗器电流IR的峰值，在波峰电流值存在差的情况下，能够推测为在第1输入平滑电容器2a的两端电压VP与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN之间产生不平衡。相位差校正控制部12根据电抗器电流比较部20的比较结果，决定应校正的相位差，将表示所决定的应校正的相位差的信号发送到开关控制部9。此外，在ga导通时的波峰电流比gb导通时的波峰电流小的情况下，推测为VP<VN，相反，在ga导通时的波峰电流比gb导通时的波峰电流大的情况下，推测为VP>VN。VP<VN以及VP>VN的动作与实施方式1所记载的动作相同。
通过本实施方式，当在第1输入平滑电容器2a的静电电容与第2输入平滑电容器2b的静电电容之间产生偏差时，第1输入平滑电容器2a的两端电压VP(第1输入电压)与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN(第2输入电压)的不平衡被消除。
另外，能够直接监视电抗器电流IR，所以例如在由于电抗器的磁饱和等而在电抗器中流过异常电流的情况等下，能够检测该异常电流，立即使开关停止(使双降压斩波器电路的动作停止)。其结果，双降压斩波器电路的可靠性提高(能够抑制装置的故障)。
另外，电流检测部位为一个部位也可以，所以能够实现装置的小型化以及低成本化。
实施方式9.
图17是表示实施方式9的双降压斩波器的电路结构的图。
实施方式9的双降压斩波器电路代替实施方式8的双降压斩波器电路所包含的相位差校正控制部12而具备占空比校正控制部13。
占空比校正控制部13根据在电抗器电流比较部20中计算出的第1开关元件的栅极信号ga导通时的电抗器波峰电流与第2开关元件的栅极信号gb导通时的电抗器波峰电流之差，求出第1开关元件3a的开关的导通占空比的校正量Δd1和第2开关元件3b的开关的导通占空比的校正量Δd2。
开关控制部9根据校正量Δd1、Δd2，对第1开关元件3a和第2开关元件3b进行开关。校正量Δd1与校正量Δd2能够设为绝对值相等且符号不同。此外，在ga导通时的波峰电流比gb导通时的波峰电流小的情况下，推测为VP<VN，相反，在ga导通时的波峰电流比gb导通时的波峰电流大的情况下，推测为VP>VN。VP<VN以及VP>VN的动作与实施方式2所记载的动作相同。
通过本实施方式，当在第1输入平滑电容器2a的静电电容与第2输入平滑电容器2b的静电电容之间产生偏差时，第1输入平滑电容器2a的两端电压VP(第1输入电压)与第2输入平滑电容器2b的两端电压VN(第2输入电压)之间的不平衡被消除。
另外，能够直接监视电抗器电流IR，所以例如在由于电抗器的磁饱和等而在电抗器中流过异常电流的情况等下，能够检测该异常电流，立即使开关停止(使双降压斩波器电路的动作停止)。其结果，双降压斩波器电路的可靠性提高(能够抑制装置的故障)。
另外，电流检测部位为一个部位也可以，所以能够实现装置的小型化以及低成本化。
实施方式10.
图18是表示实施方式10的双降压斩波器的电路结构的图。
实施方式10的双降压斩波器电路是对实施方式1～9的双降压斩波器电路进行变形而成的。在实施方式10的双降压斩波器电路中，由内置有两个IGBT的二合一(2in1)的第1智能功率模块IPM21a构成第1开关元件3a和第1续流二极管4a。在双降压斩波器电路中，由内置有两个IGBT的2in1的第2智能功率模块IPM21b构成第2开关元件3b和第2续流二极管4b。对与第1续流二极管4a以及第2续流二极管4b并联连接的IGBT201、202始终进行截止固定。
通过本实施方式，能够使用内置于IPM的保护电路，所以无需追加地设置保护电路。另外，第1以及第2开关元件3a、3b的驱动电路设置于IPM内部，从而开关元件与驱动电路的距离(布线)变短，噪声耐性提高。
此外，也可以不仅是实施方式1以及2，还对其它所有的实施方式追加在实施方式3中说明的测定第1输入平滑电容器2a以及第2输入平滑电容器2b的充电时间的结构。
另外，也可以不仅是实施方式1～3，还对其它所有的实施方式追加在实施方式4中说明的用于检测异常电流的结构。
本次公开的实施方式应被认为在所有的点是例示，并非限制性的。本公开的范围不是通过上述说明示出，而是通过权利要求书示出，意图包含与权利要求书等同的意义以及范围内的所有的变更。

Claims (20)

1.一种双降压斩波器电路，具备：
第1输入平滑电容器以及第2输入平滑电容器，串联地连接于与输入电源的正极连接的第1节点和与所述输入电源的负极连接的第2节点之间；
第1开关元件，配置于所述第1节点与第3节点之间；
第2开关元件，配置于负载的一端所连接的第4节点与所述第2节点之间；
第1续流二极管，配置于所述第1输入平滑电容器与所述第2输入平滑电容器之间的第5节点与所述第3节点之间；
第2续流二极管，配置于所述第5节点与所述第4节点之间；
电抗器，配置于所述负载的另一端所连接的第6节点与所述第3节点之间；
输出平滑电容器，配置于所述第6节点与所述第4节点之间；
相位差校正控制部，根据所述第1输入平滑电容器的电压与所述第2输入平滑电容器的电压之差、在所述第1开关元件中流过的电流与在所述第2开关元件中流过的电流之差或者所述第1开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流与所述第2开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流之差，求出所述第1开关元件的开关的相位与所述第2开关元件的开关的相位之差的校正量；以及
开关控制部，根据所述校正量，对所述第1开关元件和所述第2开关元件进行开关。
2.根据权利要求1所述的双降压斩波器电路，其中，
所述双降压斩波器电路具备：
第1输入电压检测部，检测所述第1输入平滑电容器的两端的电压；
第2输入电压检测部，检测所述第2输入平滑电容器的两端的电压；以及
输入电压比较部，比较所述第1输入平滑电容器的电压和所述第2输入平滑电容器的电压，
所述相位差校正控制部根据在所述输入电压比较部中计算出的电压差，求出所述第1开关元件的开关的相位与所述第2开关元件的开关的相位之差的校正量。
3.根据权利要求2所述的双降压斩波器电路，其中，
当在所述第2开关元件的开关的相位比所述第1开关元件的开关的相位滞后所述第1开关元件的周期与所述第2开关元件的周期之差时检测为所述第1输入平滑电容器的两端的电压比所述第2输入平滑电容器的两端的电压小的情况下，所述相位差校正控制部向使所述第2开关元件的开关的相位提前的方向校正。
4.根据权利要求2所述的双降压斩波器电路，其中，
当在所述第2开关元件的开关的相位比所述第1开关元件的开关的相位滞后所述第1开关元件的周期与所述第2开关元件的周期之差时检测为所述第1输入平滑电容器的两端的电压比所述第2输入平滑电容器的两端的电压小的情况下，所述相位差校正控制部向使所述第1开关元件的开关的相位滞后的方向校正。
5.根据权利要求2所述的双降压斩波器电路，其中，
当在所述第2开关元件的开关的相位比所述第1开关元件的开关的相位滞后所述第1开关元件的周期与所述第2开关元件的周期之差时检测为所述第1输入平滑电容器的两端的电压比所述第2输入平滑电容器的两端的电压大的情况下，所述相位差校正控制部向使所述第2开关元件的开关的相位滞后的方向校正。
6.根据权利要求2所述的双降压斩波器电路，其中，
当在所述第2开关元件的开关的相位比所述第1开关元件的开关的相位滞后所述第1开关元件的周期与所述第2开关元件的周期之差时检测为所述第1输入平滑电容器的两端的电压比所述第2输入平滑电容器的两端的电压大的情况下，所述相位差校正控制部向使所述第1开关元件的开关的相位提前的方向校正。
7.根据权利要求3～6中的任意一项所述的双降压斩波器电路，其中，
所述第1开关元件的周期与所述第2开关元件的周期之差为180°。
8.根据权利要求1所述的双降压斩波器电路，其中，
所述双降压斩波器电路具备：
第1开关元件电流检测部，检测在所述第1开关元件中流过的电流；
第2开关元件电流检测部，检测在所述第2开关元件中流过的电流；以及
开关元件电流比较部，比较在所述第1开关元件中流过的电流和在所述第2开关元件中流过的电流，
所述相位差校正控制部根据在所述开关元件电流比较部中计算出的电流差，求出所述第1开关元件的开关的相位与所述第2开关元件的开关的相位之差的校正量。
9.根据权利要求1所述的双降压斩波器电路，其中，
所述双降压斩波器电路具备：
电抗器电流检测部，检测在所述电抗器中流过的电流；以及
电抗器电流比较部，比较所述第1开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流和所述第2开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流；
所述相位差校正控制部根据在所述电抗器电流比较部中计算出的电流差，求出所述第1开关元件的开关的相位与所述第2开关元件的开关的相位之差的校正量。
10.一种双降压斩波器电路，具备：
第1输入平滑电容器以及第2输入平滑电容器，串联地连接于与输入电源的正极连接的第1节点和与所述输入电源的负极连接的第2节点之间；
第1开关元件，配置于所述第1节点与第3节点之间；
第2开关元件，配置于负载的一端所连接的第4节点与所述第2节点之间；
第1续流二极管，配置于所述第1输入平滑电容器与所述第2输入平滑电容器之间的第5节点与所述第3节点之间；
第2续流二极管，配置于所述第5节点与所述第4节点之间；
电抗器，配置于所述负载的另一端所连接的第6节点与所述第3节点之间；
输出平滑电容器，配置于所述第6节点与所述第4节点之间；
占空比校正控制部，根据在所述第1开关元件中流过的电流与在所述第2开关元件中流过的电流之差或者所述第1开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流与所述第2开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流之差，求出所述第1开关元件的开关的导通占空比和所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量；以及
开关控制部，根据所述校正量，对所述第1开关元件和所述第2开关元件进行开关。
11.根据权利要求10所述的双降压斩波器电路，其中，
所述双降压斩波器电路具备：
第1开关元件电流检测部，检测在所述第1开关元件中流过的电流；
第2开关元件电流检测部，检测在所述第2开关元件中流过的电流；以及
开关元件电流比较部，比较在所述第1开关元件中流过的电流和在所述第2开关元件中流过的电流，
所述占空比校正控制部根据在所述开关元件电流比较部中计算出的电流差，求出所述第1开关元件的开关的导通占空比和所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量。
12.根据权利要求10所述的双降压斩波器电路，其中，
所述双降压斩波器电路具备：
电抗器电流检测部，检测在所述电抗器中流过的电流；以及
电抗器电流比较部，比较所述第1开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流和所述第2开关元件的栅极信号导通时的电抗器电流，
占空比校正控制部根据在所述电抗器电流比较部中计算出的电流差，求出所述第1开关元件的开关的导通占空比和所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量。
13.一种双降压斩波器电路，具备：
第1输入平滑电容器以及第2输入平滑电容器，串联地连接于与输入电源的正极连接的第1节点和与所述输入电源的负极连接的第2节点之间；
第1开关元件，配置于所述第1节点与第3节点之间；
第2开关元件，配置于负载的一端所连接的第4节点与所述第2节点之间；
第1续流二极管，配置于所述第1输入平滑电容器与所述第2输入平滑电容器之间的第5节点与所述第3节点之间；
第2续流二极管，配置于所述第5节点与所述第4节点之间；
电抗器，配置于所述负载的另一端所连接的第6节点与所述第3节点之间；
输出平滑电容器，配置于所述第6节点与所述第4节点之间；
第1输入电压检测部，检测所述第1输入平滑电容器的两端的电压；
第2输入电压检测部，检测所述第2输入平滑电容器的两端的电压；
输入电压比较部，比较所述第1输入平滑电容器的电压和所述第2输入平滑电容器的电压；
占空比校正控制部，根据在所述输入电压比较部中计算出的电压差，求出所述第1开关元件的开关的导通占空比和所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量；以及
开关控制部，根据所述校正量，对所述第1开关元件和所述第2开关元件进行开关，
当在所述第1开关元件的开关的导通占空比与所述第2开关元件的开关的导通占空比相等时检测为所述第1输入平滑电容器的两端的电压比所述第2输入平滑电容器的两端的电压小的情况下，所述占空比校正控制部向使所述第1开关元件的开关的导通占空比变短的方向校正，向使所述第2开关元件的开关的导通占空比变长的方向校正。
14.一种双降压斩波器电路，具备：
第1输入平滑电容器以及第2输入平滑电容器，串联地连接于与输入电源的正极连接的第1节点和与所述输入电源的负极连接的第2节点之间；
第1开关元件，配置于所述第1节点与第3节点之间；
第2开关元件，配置于负载的一端所连接的第4节点与所述第2节点之间；
第1续流二极管，配置于所述第1输入平滑电容器与所述第2输入平滑电容器之间的第5节点与所述第3节点之间；
第2续流二极管，配置于所述第5节点与所述第4节点之间；
电抗器，配置于所述负载的另一端所连接的第6节点与所述第3节点之间；
输出平滑电容器，配置于所述第6节点与所述第4节点之间；
第1输入电压检测部，检测所述第1输入平滑电容器的两端的电压；
第2输入电压检测部，检测所述第2输入平滑电容器的两端的电压；
输入电压比较部，比较所述第1输入平滑电容器的电压和所述第2输入平滑电容器的电压；
占空比校正控制部，根据在所述输入电压比较部中计算出的电压差，求出所述第1开关元件的开关的导通占空比和所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量；以及
开关控制部，根据所述校正量，对所述第1开关元件和所述第2开关元件进行开关，
当在所述第1开关元件的开关的导通占空比与所述第2开关元件的开关的导通占空比相等时检测为所述第1输入平滑电容器的两端的电压比所述第2输入平滑电容器的两端的电压大的情况下，所述占空比校正控制部向使所述第1开关元件的开关的导通占空比变长的方向校正，向使所述第2开关元件的开关的导通占空比变短的方向校正。
15.根据权利要求13所述的双降压斩波器电路，其中，
所述第1开关元件的开关的导通占空比的校正量的绝对值与所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量的绝对值相等。
16.根据权利要求14所述的双降压斩波器电路，其中，
所述第1开关元件的开关的导通占空比的校正量的绝对值与所述第2开关元件的开关的导通占空比的校正量的绝对值相等。
17.根据权利要求1～6、8～11、13～16中的任意一项所述的双降压斩波器电路，其中，具备：
初始充电电路，对所述第1输入平滑电容器以及所述第2输入平滑电容器进行初始充电；以及
充电时间测定部，测量所述第1输入平滑电容器的充电时间以及所述第2输入平滑电容器的充电时间。
18.根据权利要求2～6、13～16中的任意一项所述的双降压斩波器电路，其中，
所述双降压斩波器电路具备第1微分要素部，该第1微分要素部对所述第1输入电压检测部的检测值进行微分。
19.根据权利要求1～6、8～16中的任意一项所述的双降压斩波器电路，其中，具备：
输出电压检测部，检测所述输出平滑电容器的两端电压；以及
第2微分要素部，对所述输出电压检测部的检测值进行微分。
20.根据权利要求1～6、8～16中的任意一项所述的双降压斩波器电路，其中，
由第1智能功率模块构成第1开关元件和第1续流二极管，由第2智能功率模块构成第2开关元件和第2续流二极管，
对与所述第1续流二极管并联连接的第一IGBT以及与所述第2续流二极管并联连接的第二IGBT始终进行截止固定。
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