JP2019170073A - 車載用のdcdcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】軽負荷時に非同期整流方式とし重負荷時に同期整流方式とするように切り替えることができ、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に出力電圧の低下を抑える。【解決手段】車載用のDCDCコンバータ1において、駆動部34は、第2導電路22を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第2導電路22の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。デューティ決定部は、駆動部34が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、第2動作の後、第1動作を行う。【選択図】図1
Description
本発明は、車載用のDCDCコンバータに関するものである。
従来から提供されているDCDCコンバータは、制御方式として同期整流方式と非同期整流方式の2種類が知られている。同期整流方式を用いると非同期整流方式よりも電力損失を低減し得ることが知られているが、負荷電流が小さい軽負荷時に同期整流方式を用いると、同期整流を行うためのスイッチング素子をオンオフするための駆動電力により、かえって効率の低下を招くことになる。従って、重負荷時には同期整流方式を用い、軽負荷時には非同期整流方式を用いることが望ましいといえる。そこで、特許文献1のDCDCコンバータでは、ハイサイド側のスイッチング素子のオフ期間の絶対値に基づいて同期整流方式と非同期整流方式とを切り替えている。
特許文献1のように軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、非同期整流方式から同期整流方式に切り替えるようにすると、負荷状態に合わせた効率的な駆動が可能となるが、軽負荷状態から重負荷状態に変化したことを検出して同期整流方式に切り替えるだけでは、負荷変動に対する追従が遅れ、出力電圧が低下しやすいという問題がある。
本発明は、上述した課題の少なくとも一つを解決するためになされたものであり、軽負荷時に非同期整流方式とし重負荷時に同期整流方式とするように切り替えることができ、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に出力電圧の低下を抑えることができる車載用のDCDCコンバータを実現することを目的とするものである。
本発明の一つである車載用のDCDCコンバータは、
ハイサイド側の第1スイッチング素子と、ローサイド側の第2スイッチング素子と、インダクタとを備え、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第1導電路に印加された入力電圧を変換して第2導電路に出力電圧を印加する構成をなし、少なくとも他方の素子にダイオードが並列に接続された電圧変換部と、
前記第2導電路に印加された電圧の値又は前記第2導電路を流れる電流の値に基づき、前記第2導電路を流れる電流の値又は前記第2導電路に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で前記オンオフ信号のデューティを決定する第1動作を行い得るデューティ決定部と、
前記デューティ決定部で決定したデューティの前記オンオフ信号を前記一方の素子に出力する構成をなし、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子を前記一方の素子と交互にオンオフさせる同期整流制御と、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子をオフ状態で維持する非同期整流制御とを切り替える構成をなす駆動部と、
を有し、
前記駆動部は、前記第2導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は前記第2導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替え、
前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて、前記オンオフ信号のデューティを前記第1動作で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、前記第2動作の後、前記第1動作を行う。
ハイサイド側の第1スイッチング素子と、ローサイド側の第2スイッチング素子と、インダクタとを備え、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第1導電路に印加された入力電圧を変換して第2導電路に出力電圧を印加する構成をなし、少なくとも他方の素子にダイオードが並列に接続された電圧変換部と、
前記第2導電路に印加された電圧の値又は前記第2導電路を流れる電流の値に基づき、前記第2導電路を流れる電流の値又は前記第2導電路に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で前記オンオフ信号のデューティを決定する第1動作を行い得るデューティ決定部と、
前記デューティ決定部で決定したデューティの前記オンオフ信号を前記一方の素子に出力する構成をなし、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子を前記一方の素子と交互にオンオフさせる同期整流制御と、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子をオフ状態で維持する非同期整流制御とを切り替える構成をなす駆動部と、
を有し、
前記駆動部は、前記第2導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は前記第2導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替え、
前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて、前記オンオフ信号のデューティを前記第1動作で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、前記第2動作の後、前記第1動作を行う。
本発明の一つである車載用のDCDCコンバータでは、駆動部は、第2導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第2導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。このような構成であるため、相対的に負荷電流が小さい軽負荷状態のときには非同期整流制御を用いることができ、相対的に付加電流が大きい重負荷状態のときには同期整流制御を用いることができるため、負荷電流の状態に合わせて効率の良い制御を採用することができる。
そして、デューティ決定部は、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、第2動作の後、第1動作を行う。このような構成であるため、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに引き上げ、重負荷状態に変化した直後の出力を強制的に上昇させることで、非同期整流制御の応答の遅延及び非同期整流制御から同期整流制御に切り替える際の追従の遅延をカバーすることができる。そして、このように負荷状態の変動直後に出力電圧の低下を抑制する動作を行った後、第1動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。
そして、デューティ決定部は、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、第2動作の後、第1動作を行う。このような構成であるため、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに引き上げ、重負荷状態に変化した直後の出力を強制的に上昇させることで、非同期整流制御の応答の遅延及び非同期整流制御から同期整流制御に切り替える際の追従の遅延をカバーすることができる。そして、このように負荷状態の変動直後に出力電圧の低下を抑制する動作を行った後、第1動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。
ここで、発明の望ましい例を示す。
デューティ決定部は、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて第2動作を行った後、オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて第2動作で増大した高デューティから次第に減少させる第3動作を行い、第3動作の後、第1動作を行うように動作してもよい。
デューティ決定部は、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて第2動作を行った後、オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて第2動作で増大した高デューティから次第に減少させる第3動作を行い、第3動作の後、第1動作を行うように動作してもよい。
このようにすれば、軽負荷状態から重負荷状態に変化した直後の出力電圧の低下を第2動作によって迅速に抑えた後、第3動作によってある程度の時間にわたり出力電圧の低下を抑制し続けることができる。第3動作では、オンオフ信号のデューティを高デューティ(第2動作で増大させたデューティ)から時間経過に応じて次第に減少させるため、強制的に大きく引き上げたデューティを徐々に減少させて負荷状態に適した値に近づけることができる。このように負荷状態の変動直後の過渡期に第2動作及び第3動作(出力電圧の低下を抑制する動作)を行った後、第1動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。
本発明の一つである車載用のDCDCコンバータは、第2導電路に印加された電圧の値又は第2導電路を流れる電流の値に応じた電圧の信号である第1電圧信号を生成する出力検出回路を有していてもよい。そして、デューティ決定部は、出力検出回路で生成された第1電圧信号と基準電圧との差を増幅した電圧の信号である第2電圧信号を生成する差動増幅回路と、所定の三角波の電圧信号を発生させる三角波発生回路と、第2導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合又は第2導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である場合に非検知信号を出力し、第2導電路を流れる電流の値が電流閾値以上となった場合又は第2導電路に印加された電圧の値が電圧閾値未満となった場合に非検知信号とは異なる検知信号を出力する検知回路と、検知回路から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わることに応じて出力電圧を立ち上がらせた後、出力電圧を次第に減少させる微分回路と、差動増幅回路で生成された第2電圧信号が微分回路からの出力電圧の信号である第3電圧信号以上のときに第2電圧信号を閾値電圧信号とし、第3電圧信号が第2電圧信号以上のときに第3電圧信号を閾値電圧信号とし、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにオンオフ信号としてのPWM信号を生成する比較回路と、を有していてもよい。この場合、比較回路が第2電圧信号と三角波の電圧信号とを比較してPWM信号のデューティを決定する方式を「所定の制御量決定方式」とすることができ、比較回路が「微分回路から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してPWM信号のデューティを決定する動作を「第2動作」とすることができ、比較回路が「微分回路から立ち上がった出力電圧の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してPWM信号のデューティを決定する動作を「第3動作」とすることができる。
この構成では、第2導電路に印加された電圧の値又は第2導電路を流れる電流の値が大きくなるほど、出力検出回路で生成される第1電圧信号と基準電圧との差が小さくなり、その結果、差動増幅回路で生成される第2電圧信号も小さくなる。
そして、比較回路は、差動増幅回路で生成された第2電圧信号及び微分回路からの出力電圧の信号である第3電圧信号のうち、第2電圧信号が第3電圧信号以上であれば第2電圧信号を閾値電圧信号とし、第3電圧信号が第2電圧信号以上であれば第3電圧信号を閾値電圧信号とし、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにPWM信号を生成する。
このように構成されるため、第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)が第3電圧信号(微分回路からの出力電圧の信号)以上であれば、比較回路は、第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作し、第2電圧信号が大きくなるほどデューティを大きくし、第2電圧信号が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらPWM信号を生成することになる。よって、所望の目標出力(目標電圧値又は目標電流値)に近づけるようにPWM信号を変化させるフィードバック制御が可能となる。
一方で、比較回路は、第3電圧信号(微分回路からの出力電圧の信号)が第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)以上であれば、第3電圧信号に基づいてPWM信号を生成する。具体的には、第2導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である状態から電圧閾値未満の状態に変化した場合又は第2導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である状態から電流閾値以上の状態に変化した場合に検知回路から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わり、微分回路は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧を次第に減少させるように動作する。
この構成では、「検知信号の出力直後に微分回路から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路が比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第2動作」であり、「微分回路から『立ち上がった出力電圧』の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路が比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第3動作」であるため、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替える場合には、検知回路、微分回路、比較回路が迅速に応答してPWM信号のデューティを迅速に増大させ、その後、PWM信号のデューティを次第に減少させることができる。
そして、比較回路は、このようにPWM信号のデューティを次第に減少させた後、「第3電圧信号(微分回路からの出力電圧の信号)よりも第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)ほうが電圧値が大きい状態」に切り替わることに応じて、再び、第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作する。従って、第3動作から再度の第1動作に切り替わる際にはデューティの大きな変動が生じにくくなる。よって、過渡期の動作(第2動作及び第3動作)を行った後には、所望の目標出力(目標電圧値又は目標電流値)に近づける同期整流制御に円滑に移行することができる。
そして、比較回路は、差動増幅回路で生成された第2電圧信号及び微分回路からの出力電圧の信号である第3電圧信号のうち、第2電圧信号が第3電圧信号以上であれば第2電圧信号を閾値電圧信号とし、第3電圧信号が第2電圧信号以上であれば第3電圧信号を閾値電圧信号とし、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにPWM信号を生成する。
このように構成されるため、第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)が第3電圧信号(微分回路からの出力電圧の信号)以上であれば、比較回路は、第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作し、第2電圧信号が大きくなるほどデューティを大きくし、第2電圧信号が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらPWM信号を生成することになる。よって、所望の目標出力(目標電圧値又は目標電流値)に近づけるようにPWM信号を変化させるフィードバック制御が可能となる。
一方で、比較回路は、第3電圧信号(微分回路からの出力電圧の信号)が第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)以上であれば、第3電圧信号に基づいてPWM信号を生成する。具体的には、第2導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である状態から電圧閾値未満の状態に変化した場合又は第2導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である状態から電流閾値以上の状態に変化した場合に検知回路から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わり、微分回路は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧を次第に減少させるように動作する。
この構成では、「検知信号の出力直後に微分回路から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路が比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第2動作」であり、「微分回路から『立ち上がった出力電圧』の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路が比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第3動作」であるため、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替える場合には、検知回路、微分回路、比較回路が迅速に応答してPWM信号のデューティを迅速に増大させ、その後、PWM信号のデューティを次第に減少させることができる。
そして、比較回路は、このようにPWM信号のデューティを次第に減少させた後、「第3電圧信号(微分回路からの出力電圧の信号)よりも第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)ほうが電圧値が大きい状態」に切り替わることに応じて、再び、第2電圧信号(差動増幅回路で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作する。従って、第3動作から再度の第1動作に切り替わる際にはデューティの大きな変動が生じにくくなる。よって、過渡期の動作(第2動作及び第3動作)を行った後には、所望の目標出力(目標電圧値又は目標電流値)に近づける同期整流制御に円滑に移行することができる。
<実施例1>
以下、本発明を具体化した実施例1について説明する。
(車載用の電源システムの概要)
図1で示す車載用の電源システム100は、車載用の電源部として構成される第1電源部91及び第2電源部92と、車載用のDCDCコンバータ1(以下、DCDCコンバータ1ともいう)とを備え、車両に搭載された負荷94に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷94は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。また、図1の例では、低圧側の配線部82に負荷94が電気的に接続された例を示しているが、高圧側の配線部81に負荷が接続されていてもよい。
以下、本発明を具体化した実施例1について説明する。
(車載用の電源システムの概要)
図1で示す車載用の電源システム100は、車載用の電源部として構成される第1電源部91及び第2電源部92と、車載用のDCDCコンバータ1(以下、DCDCコンバータ1ともいう)とを備え、車両に搭載された負荷94に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷94は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。また、図1の例では、低圧側の配線部82に負荷94が電気的に接続された例を示しているが、高圧側の配線部81に負荷が接続されていてもよい。
第1電源部91は、例えば、リチウムイオン電池、或いは電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、第1の所定電圧を発生させるものである。例えば、第1電源部91の高電位側の端子は所定電圧(例えば、24V、或いは48Vなど)に保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位(0V)に保たれている。第1電源部91の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部81に電気的に接続されており、第1電源部91は、配線部81に対して所定電圧を印加する。第1電源部91の低電位側の端子は、車両内のグラウンド部として構成される基準導電路83に電気的に接続されている。配線部81は、DCDCコンバータ1の入力側端子51に接続されており、入力側端子51を介して第1導電路21と電気的に接続されている。
第2電源部92は、例えば、鉛蓄電池等の蓄電手段によって構成され、第1電源部91で発生する第1の所定電圧よりも低い第2の所定電圧を発生させるものである。例えば、第2電源部92の高電位側の端子は12Vに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位(0V)に保たれている。第2電源部92の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部82に電気的に接続されており、第2電源部92は、配線部82に対して所定電圧を印加する。第2電源部92の低電位側の端子は基準導電路83に電気的に接続されている。配線部82は、DCDCコンバータ1の出力側端子52に接続されており、出力側端子52を介して第2導電路22と電気的に接続されている。
基準導電路83は、車両のグラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位(0V)に保たれている。この基準導電路83には、第1電源部91の低電位側の端子と第2電源部92の低電位側の端子とが電気的に接続され、更に、後述する第2スイッチ部12のソースが第3導電路23及びグラウンド端子53を介して電気的に接続されている。
DCDCコンバータ1は、車両内に搭載されて使用される車載用の降圧型DCDCコンバータとして構成されている。なお、以下の説明では、DCDCコンバータ1が、第1導電路21を入力側導電路とし、第2導電路22を出力側導電路とし、第1導電路21に印加された直流電圧を降圧して第2導電路22に出力するように動作する例について説明する。
(車載用のDCDCコンバータの概要)
DCDCコンバータ1は、主として、第1導電路21、第2導電路22、第3導電路23、電圧変換部10、制御部30、電圧検出回路42、電流検出部44、入力側端子51、出力側端子52、グラウンド端子53等を備える。
DCDCコンバータ1は、主として、第1導電路21、第2導電路22、第3導電路23、電圧変換部10、制御部30、電圧検出回路42、電流検出部44、入力側端子51、出力側端子52、グラウンド端子53等を備える。
第1導電路21は、相対的に高い電圧が印加される一次側(高圧側)の電源ラインとして構成されている。第1導電路21は、配線部81を介して第1電源部91の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第1電源部91から所定の直流電圧が印加される構成をなす。図1の構成では、第1導電路21の端部に入力側端子51が設けられ、この入力側端子51に配線部81が電気的に接続されている。
第2導電路22は、相対的に低い電圧が印加される二次側(低圧側)の電源ラインとして構成されている。第2導電路22は、配線部82を介して第2電源部92の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第2電源部92から第1電源部91の出力電圧よりも小さい直流電圧が印加される構成をなす。図1の構成では、第2導電路22の端部に出力側端子52が設けられ、この出力側端子52に配線部82が電気的に接続されている。
電圧変換部10は、スイッチング方式の降圧型DCDCコンバータの要部をなし、直列に接続された第1スイッチング素子11A及び第2スイッチング素子12Aのうちの一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第1導電路21に印加された入力電圧を変換して第2導電路22に出力電圧を印加する降圧動作を行い得る。なお、以下で説明する代表例では、第1スイッチング素子11Aが一方の素子の一例に相当し、第2スイッチング素子12Aが他方の素子の一例に相当する構成とした場合を例に挙げて説明する。
電圧変換部10は、第1導電路21と第2導電路22との間に設けられ、第1導電路21に電気的に接続された半導体スイッチとして構成されるハイサイド側の第1スイッチ部11と、第1導電路21と基準導電路83(第1導電路21の電位よりも低い所定の基準電位に保たれる導電路)との間に電気的に接続された半導体スイッチとして構成されるローサイド側の第2スイッチ部12と、第1スイッチ部11及び第2スイッチ部12と第2導電路22との間に電気的に接続されたインダクタ14とを備える。なお、図示は省略するが、第1導電路21と第3導電路23との間には図示しない入力側コンデンサが設けられ、第2導電路22と第3導電路23との間には図示しない出力側コンデンサが設けられている。
第1スイッチ部11及び第2スイッチ部12のいずれも、Nチャネル型のMOSFETとして構成されている。第1スイッチ部11は、主に、第1スイッチング素子11Aとダイオード11Bとによって構成され、第2スイッチ部12は、主に第2スイッチング素子12Aとダイオード12Bとによって構成されている。ダイオード11Bは、第1スイッチ部11(MOSFET)におけるボディダイオードであり、第1スイッチング素子11Aは、第1スイッチ部11(MOSFET)においてダイオード11Bを除いた部分を指す。同様に、ダイオード12Bは、第2スイッチ部12(MOSFET)におけるボディダイオードであり、第2スイッチング素子12Aは、第2スイッチ部12(MOSFET)においてダイオード12Bを除いた部分を指す。
ハイサイド側の第1スイッチング素子11Aのドレインには、第1導電路21の一端が接続されている。第1スイッチング素子11Aのドレインは、図示しない入力側コンデンサの一方側の電極に電気的に接続されるとともに第1導電路21及び配線部81を介して第1電源部91の高電位側端子にも電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。また、第1スイッチング素子11Aのソースには、ローサイド側の第2スイッチング素子12Aのドレイン及びインダクタ14の一端が電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。第1スイッチング素子11Aのゲートには、制御部30に設けられた駆動部34からのオン信号(駆動信号)及びオフ信号(非駆動信号)が入力されるようになっており、制御部30からの信号に応じて第1スイッチング素子11Aがオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。ダイオード11Bは、第1スイッチング素子11Aと並列に接続され、アノードが第1スイッチング素子11Aのソース、ローサイド側の第2スイッチング素子12Aのドレイン、及びインダクタ14の一端に電気的に接続され、カソードが第1スイッチング素子11Aのドレイン及び第1導電路21に電気的に接続されている。
ローサイド側の第2スイッチング素子12Aのソースには、第3導電路23が接続されている。第3導電路23は、第2スイッチング素子12Aのソースとグラウンド端子53との間の導電路であり、グラウンド端子53を介して基準導電路83に電気的に接続され、基準導電路83の電位(0V)と同程度の電位に保たれている。この第3導電路23には、図示しない入力側コンデンサ及び出力側コンデンサのそれぞれの他方側の電極が電気的に接続されている。ローサイド側の第2スイッチング素子12Aのゲートにも、制御部30からのオン信号(駆動信号)及びオフ信号(非駆動信号)が入力されるようになっており、制御部30からの信号に応じて第2スイッチング素子12Aがオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。ダイオード12Bは、第2スイッチング素子12Aと並列に接続され、アノードが第3導電路23に電気的に接続され、カソードが第2スイッチング素子12Aのドレイン、第1スイッチング素子11Aのソース、及びインダクタ14の一端に電気的に接続されている。
インダクタ14は、第1スイッチ部11と第2スイッチ部12との間の接続部に一端が接続され、その一端は第1スイッチング素子11Aのソース及び第2スイッチング素子12Aのドレインに電気的に接続されている。インダクタ14の他端は、第2導電路22(具体的には、第2導電路22において、電流検出部44よりも電圧変換部10側の部分)に接続されている。
電流検出部44は、抵抗器44A及び差動増幅器44Bを有し、第2導電路22を流れる電流を示す値(具体的には、第2導電路22を流れる電流の値に応じたアナログ電圧)を出力する。電圧変換部10からの出力電流によって抵抗器44Aに生じた電圧降下は、差動増幅器44Bで増幅されて出力電流に応じた検出電圧(アナログ電圧)となり、デューティ決定部32に入力される。
電圧検出回路42は、出力検出回路の一例に相当し、第2導電路22に印加された電圧の値に応じた電圧の信号である「第1電圧信号」を生成する回路として構成されている。電圧検出回路42は、第2導電路22に接続されるとともに第2導電路22の電圧(第2導電路22の電位と基準導電路83の電位との電位差)を特定する値をデューティ決定部32に入力する構成をなす。電圧検出回路42は、第2導電路22の電圧を示す値をデューティ決定部に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、図2の例では、第2導電路22とグラウンドとの間に直列に接続される抵抗器42A,42Bによって第2導電路22の電圧Vout(第2導電路22とグラウンドとの電位差)を分圧し、第2導電路22の電圧に比例した値(抵抗器42A,42Bの抵抗値をそれぞれR1,R2とし第2導電路22の電圧をVoutとしたときの、R2×Vout/(R1+R2))をデューティ決定部32(具体的には、差動増幅回路64の負側の端子)に入力するような分圧回路として構成されている。なお、ここで示す電圧検出回路42の例はあくまで一例であり、例えば、第2導電路22の電圧Voutを差動増幅回路64の負側の端子に入力するような回路などであってもよい。
制御部30は、デューティ決定部32と駆動部34とを備える。デューティ決定部32には、電圧検出回路42からの検出信号(第2導電路22の電圧Voutに比例したアナログ電圧信号)や電流検出部44からの検出信号(第2導電路22を流れる電流に比例したアナログ電圧信号)が与えられ、デューティ決定部32は、第2導電路22の電圧Voutを目標値に近づけるようにフィードバック制御によってデューティを決定し、PWM信号を発生させる。
駆動部34は、デューティ決定部32から出力されるPWM信号に対応するPWM信号(デューティ決定部から出力されるPWM信号と同周期及び同デューティのPWM信号であって、オン信号が第1スイッチング素子11Aをオン動作させ得る電圧レベルに設定された信号及びオフ信号が第1スイッチング素子11Aをオフ動作させ得る電圧レベルに設定された信号)を第1スイッチング素子11Aのゲートに出力する。
このように構成されるDCDCコンバータ1は、同期整流方式と非同期整流方式とを切り替え得る降圧型DCDCコンバータとして機能する。駆動部34は、同期整流制御と非同期整流制御とを切り替えうる構成をなし、同期整流制御のときには、デューティ決定部32で決定したデューティのPWM信号(オンオフ信号)を第1スイッチング素子11A(一方の素子)のゲートに出力し、第1スイッチング素子11Aにオンオフ信号を与えているときに第2スイッチング素子12A(他方の素子)を第1スイッチング素子11Aと交互にオンオフさせるように第2スイッチング素子12AのゲートにもPWM信号を与えることで、第1導電路21に印加された直流電圧を降圧し、第2導電路22に出力する。一方、駆動部34は、非同期整流制御のときには、第1スイッチング素子11AのゲートにPWM信号(オンオフ信号)を与えているときに第2スイッチング素子12Aのゲートにオフ信号を与え続け、第2スイッチング素子12Aをオフ状態で維持しながら第1導電路21に印加された直流電圧を降圧し、第2導電路22に出力する。
(車載用のDCDCコンバータの詳細)
デューティ決定部32は、第2導電路22に印加された電圧の値Voutに基づき、第2導電路22に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する第1動作を行い得る回路である。更に、デューティ決定部32は、駆動部34が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、PWM信号(オンオフ信号)のデューティを高デューティ(第1動作で決定するデューティよりも大きいデューティ)に増大させる第2動作を行い、第2動作を行った後、PWM信号(オンオフ信号)のデューティを、時間経過に応じて第2動作で増大した高デューティから次第に減少させる第3動作を行い、第3動作の後、第1動作を行うようになっている。
デューティ決定部32は、第2導電路22に印加された電圧の値Voutに基づき、第2導電路22に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する第1動作を行い得る回路である。更に、デューティ決定部32は、駆動部34が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、PWM信号(オンオフ信号)のデューティを高デューティ(第1動作で決定するデューティよりも大きいデューティ)に増大させる第2動作を行い、第2動作を行った後、PWM信号(オンオフ信号)のデューティを、時間経過に応じて第2動作で増大した高デューティから次第に減少させる第3動作を行い、第3動作の後、第1動作を行うようになっている。
デューティ決定部32は、主に、差動増幅回路64、三角波発生回路68、検知回路70、微分回路72、比較回路74などを備える。
差動増幅回路64は、電圧検出回路42(出力検出回路)で生成された第1電圧信号V1と基準電圧Vref1との差を所定の増幅率で増幅した電圧の信号である第2電圧信号V2を生成する回路である。差動増幅回路64は、第1電圧信号V1と基準電圧Vref1との差が大きいほど、それらの電圧差に比例した大きな電圧が出力される構成をなす。差動増幅回路64の出力端子は後述する比較器74Aの正側の端子に電気的に接続されている。
三角波発生回路68は、所定の三角波の電圧信号を周期的に発生させる公知の三角波発生器によって構成され、各周期において、最小電圧値から最大電圧値まで一定の上昇時間で上昇し、最大電圧値から最小電圧値まで一定の下降時間(0程度を含む)で下降するような三角波の電圧信号を発生させる回路である。図3の例では、三角波発生回路68が、最小電圧値から最大電圧値まで直線的に上昇し、最大電圧値から最小電圧値まで直線的に下降するような電圧信号(具体的には、ノコギリ波等)を発生させる回路となっている。なお、三角波発生回路68が出力する三角波は、図3で示すノコギリ波に限定されず、各周期において、上昇時間と下降時間とが同程度の三角波であってもよく、最小電圧値から最大電圧値まで非直線的(非線形)に上昇する三角波であってもよく、最大電圧値から最小電圧値まで非直線的(非線形)に下降する三角波であってもよい。
検知回路70は、第2導電路22を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合に非検知信号を出力し、所定の電流閾値以上である場合に非検知信号とは異なる検知信号を出力する構成をなす。検知回路70は、電流検出部44が出力する電圧信号(第2導電路22を流れる電流の値に比例するアナログ電圧)と一定の参照電圧Vref2とを比較し、参照電圧Vref2よりも電流検出部44が出力する電圧のほうが小さい場合に第1電圧(例えば0V)のローレベル信号を非検知信号として出力し、参照電圧Vref2よりも電流検出部44が出力する電圧のほうが大きい場合に第1電圧よりも大きい第2電圧(例えば数V)のハイレベル信号を検知信号として出力する。この例では、電流検出部44が出力する電圧が参照電圧Vref2となるときの第2導電路22の電流値が「所定の電流閾値」の一例に相当する。
微分回路72は、検知回路70からの出力電圧を入力電圧とし、入力電圧の時間微分(傾き)を出力する回路であり、出力が入力の導関数になるように構成されている。この微分回路72は、一端が検知回路70の出力端子に電気的に接続されるとともに他端が差動増幅回路64の出力端子及び比較器74Aの正側の端子に電気的に接続されたコンデンサ72Aと、一端がコンデンサ72Aの他端の端子に電気的に接続されるとともに他端がグラウンドに電気的に接続された抵抗器72Bとを備える。この微分回路72は、検知回路70の出力の切り替わりから一定時間が経過して検知回路70の出力信号が非検知信号(ローレベル信号)又は検知信号(ハイレベル信号)で維持され続けているときには自身の出力電圧を差動増幅回路64の出力電圧とし、検知回路70から出力される信号が非検知信号(ローレベル信号)から検知信号(ハイレベル信号)に切り替わることに応じて自身の出力電圧を立ち上がらせた後、自身の出力電圧を次第に減少させる回路となっている。
比較回路74は、比較器74Aと比較器74Aに接続される複数の入力側の信号線とによって構成されている。比較器74Aの負側の端子に接続される信号線は、三角波発生回路68に電気的に接続され、三角波発生回路68の出力電圧(三角波の電圧信号)が比較器74Aの負側の端子に入力されるようになっている。比較器74Aの正側の端子に接続される信号線は、差動増幅回路64及び微分回路72の夫々の出力側に電気的に接続されており、差動増幅回路64の出力電圧(第2電圧信号V2)及び微分回路72の出力電圧(第3電圧信号V3)のうちの大きい電圧が比較器74Aの正側の端子に入力されるようになっている。
このように構成された比較回路74は、差動増幅回路64で生成された第2電圧信号V2及び微分回路72からの出力電圧の信号(第3電圧信号V3)のうち、第2電圧信号V2が第3電圧信号V3以上であれば第2電圧信号V2を閾値電圧信号Vthとし、第3電圧信号V3が第2電圧信号V2以上であれば第3電圧信号V3を閾値電圧信号Vthとする。なお、第2電圧信号V2と第3電圧信号V3とが同等であれば、両電圧信号が閾値電圧信号となる。そして、比較回路74は、比較器74Aによって閾値電圧信号Vthと三角波の電圧信号(三角波発生回路68の出力電圧信号)とを比較し、閾値電圧信号Vthよりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号Vthよりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにPWM信号を生成し、信号線78Aに出力する。
このように構成されるため、第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)が第3電圧信号V3(微分回路72からの出力電圧の信号)以上であれば、比較回路74は、第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作する。例えば、第2電圧信号V2が閾値電圧信号Vthであるときに、閾値電圧信号Vthと三角波の電圧信号(三角波発生回路68の出力)とが図3の上段のような経時的変化を示す場合、比較器74Aから出力されるPWM信号は、図3の下段のような経時的変化を示す信号となる。このように第2電圧信号V2が閾値電圧信号Vthであるときには、第2電圧信号V2が大きくなるほど図3で示す閾値電圧信号Vthが上昇するためデューティを大きくし、第2電圧信号V2が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらPWM信号を生成することになる。
一方で、比較回路74は、第3電圧信号V3(微分回路72からの出力電圧の信号)が第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)以上であれば、第3電圧信号V3に基づいてPWM信号を生成する。図4の例では、時間t1のタイミングで第2導電路22を流れる電流の値が上述の「電流閾値」未満である状態から「電流閾値」以上の状態に変化し、時間t1のタイミングで検知回路70から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わる例を示している。この例では、時間t1となる前は、第2電圧信号V2が閾値電圧信号Vthとなるため、図3の例と同様にPWM信号が生成される。しかし、時間t1で検知回路70から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わると、微分回路72は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧V3を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧(第3電圧信号V3)を次第に減少させるように動作する。この期間(微分回路72の出力電圧(第3電圧信号V3)が立ち上がってから第2電圧信号V2の値まで低下するまでの期間)は、第3電圧信号V3が閾値電圧信号Vthとなる。比較回路74は、時間t1の直後の周期T1には、比較器74Aから出力するPWM信号(オンオフ信号)のデューティを、第1動作で決定するデューティ(仮に、その時に第3電圧信号V3を比較器74Aに入力せずに第2電圧信号V2と三角波の電圧信号とを比較器74Aによって比較したときに比較器74Aで生成されるPWM信号のデューティ)よりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、第2動作の後、第3電圧信号V3の値が第2電圧信号V2の値まで低下するまでの周期T2,T3,T4,T5,T6には、第2動作によって増大した周期T1の高デューティから次第にデューティを減少させるように第3動作を行う。そして、第3電圧信号V3の値が第2電圧信号V2の値になった後には、再び第1動作を行う。
この構成では、比較回路74が第2電圧信号V2と三角波の電圧信号とを比較してPWM信号のデューティを決定する方式が「所定の制御量決定方式」であり、この「所定の制御量決定方式」によってPWM信号のデューティを決定する動作が「第1動作」である。そして、比較回路74が「微分回路72から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第2動作」である。更に、比較回路74が「微分回路72から立ち上がった出力電圧の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第3動作」である。
駆動部34は、比較器74Aから出力されるPWM信号を、第1スイッチング素子11Aのゲートに電気的に接続された信号線78Aに直接又はオン信号を一定レベルに高めて伝送する第1信号伝送部34Cと、第2スイッチング素子12Aのゲートに電気的に接続された信号線78Bに与える信号を生成する第2信号伝送部34Dとを備える。第2信号伝送部34Dは、比較器74Aから出力されるPWM信号を反転する反転回路34Aと、AND回路34Bとを備える。AND回路34Bは、反転回路34Aからの出力と検知回路70の出力とのAND演算結果を出力する回路であり、反転回路34Aからの出力及び検知回路70の出力がいずれもハイレベル信号である場合にハイレベル信号を出力し、それ以外の場合にはローレベル信号を出力する。
このように構成された駆動部34は、検知回路70が非検知信号(ローレベル信号)を出力しているときに非同期整流制御を行い、検知回路70が検知信号(ハイレベル信号)を出力しているときに同期整流制御を行う。この例では、検知回路70が非検知信号を出力する状態が「第2導電路22を流れる電流が所定の電流増大状態ではない状態」であり、検知回路70が検知信号を出力する状態が「第2導電路22を流れる電流が所定の電流増大状態である状態」である。駆動部34は、第2導電路22を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合(即ち、検知回路70の出力が非検知信号から検知信号に切り替わった場合)に非同期整流制御から同期整流制御に切り替えるように動作する。
以下、本構成の効果を例示する。
上述した車載用のDCDCコンバータ1では、駆動部34は、第2導電路22を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第2導電路22の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。このような構成であるため、相対的に負荷電流が小さい軽負荷状態のときには非同期整流制御を用いることができ、相対的に付加電流が大きい重負荷状態のときには同期整流制御を用いることができるため、負荷電流の状態に合わせて効率の良い制御を採用することができる。
上述した車載用のDCDCコンバータ1では、駆動部34は、第2導電路22を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第2導電路22の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。このような構成であるため、相対的に負荷電流が小さい軽負荷状態のときには非同期整流制御を用いることができ、相対的に付加電流が大きい重負荷状態のときには同期整流制御を用いることができるため、負荷電流の状態に合わせて効率の良い制御を採用することができる。
そして、デューティ決定部32は、図5の時間t1以降の例で示すように、駆動部34が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、第2動作の後、第1動作を行う。このような構成であるため、図5の時間t1前後のように、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、第1動作(所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作)で決定するデューティよりも大きい高デューティに引き上げ、重負荷状態に変化した直後の出力を強制的に上昇させることで、非同期整流制御の応答の遅延及び非同期整流制御から同期整流制御に切り替える際の追従の遅延をカバーすることができる。そして、このように負荷状態の変動直後に出力電圧の低下を抑制する動作を行った後、第1動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。
デューティ決定部32は、図5で示す期間T(微分回路72の出力が立ち上がってから時定数に相当する時間が経過するまでの期間)の動作のように、駆動部34が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて第2動作を行った後、オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて第2動作で増大した高デューティから次第に減少させる第3動作を行い、このような第3動作の後に再び第1動作を行う。このようにすれば、軽負荷状態から重負荷状態に変化した直後の出力電圧の低下を第2動作によって迅速に抑えた後、第3動作によってある程度の時間にわたり出力電圧の低下を抑制し続けることができる。第3動作では、オンオフ信号のデューティを高デューティ(第2動作で増大させたデューティ)から時間経過に応じて次第に減少させるため、強制的に大きく引き上げたデューティを徐々に減少させて負荷状態に適した値に近づけることができる。このように負荷状態の変動直後の過渡期に第2動作及び第3動作(出力電圧の低下を抑制する動作)を行った後、第1動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。
なお、図6は、図2の回路から微分回路72を省略した場合について、出力電流が図5と同様に変化する場合を例示している。この例では、時間t1にて軽負荷状態から重負荷状態に変化する際に出力電圧が一時的に低下し、このような出力電圧の低下の回復が遅れてしまっている。しかし、図2のような構成とすれば、図5のように時間t1付近で出力電圧が低下しても、その低下を迅速に回復することができる。
具体的には、DCDCコンバータ1は、第2導電路22に印加された電圧の値に応じた電圧の信号(第1電圧信号V1)を生成する出力検出回路としての電圧検出回路42を有する。そして、デューティ決定部32は、電圧検出回路42(出力検出回路)で生成された第1電圧信号V1と基準電圧Vref1との差を増幅した電圧の信号である第2電圧信号V2を生成する差動増幅回路64と、所定の三角波の電圧信号を発生させる三角波発生回路68と、第2導電路22を流れる電流の値が閾値未満である場合に非検知信号を出力し、閾値以上となった場合に非検知信号とは異なる検知信号を出力する検知回路70と、検知回路70から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わることに応じて出力電圧V3を立ち上がらせた後、出力電圧V3を次第に減少させる微分回路72と、差動増幅回路64で生成された第2電圧信号V2及び微分回路72からの出力電圧の信号である第3電圧信号V3のうちの電圧値が大きい電圧信号を閾値電圧信号Vthとしたとき、閾値電圧信号Vthよりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号Vthよりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにPWM信号を生成する比較回路74と、を有する。そして、比較回路74が第2電圧信号V2と三角波の電圧信号とを比較してPWM信号のデューティを決定する方式を「所定の制御量決定方式」とし、比較回路74が「微分回路72から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してPWM信号のデューティを決定する動作を「第2動作」とし、比較回路74が「微分回路72から立ち上がった出力電圧の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してPWM信号のデューティを決定する動作を「第3動作」としている。
この構成では、第2導電路22に印加された電圧の値が大きくなるほど、電圧検出回路42(出力検出回路)で生成される第1電圧信号V1と基準電圧Vref1との差が小さくなり、その結果、差動増幅回路64で生成される第2電圧信号V2も小さくなる。そして、比較回路74は、差動増幅回路64で生成された第2電圧信号V2及び微分回路72からの出力電圧の信号(第3電圧信号V3)のうち、第2電圧信号V2が第3電圧信号V3以上であれば第2電圧信号V2を閾値電圧信号Vthとし、第3電圧信号V3が第2電圧信号V2以上であれば第3電圧信号V3を閾値電圧信号Vthとし、閾値電圧信号Vthよりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号Vthよりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにPWM信号を生成する。このように構成されるため、第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)が第3電圧信号V3(微分回路72からの出力電圧の信号)以上であれば、比較回路74は、第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作し、第2電圧信号V2が大きくなるほどデューティを大きくし、第2電圧信号V2が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらPWM信号を生成することになる。つまり、第2導電路22に印加された電圧の値が大きくなるほどデューティを小さくするように変化させながらPWM信号を生成し、第2導電路22に印加された電圧の値が小さくなるほどデューティを大きくするように変化させながらPWM信号を生成する。よって、所望の目標出力(目標電圧値)に近づけるようにPWM信号を変化させるフィードバック制御が可能となる。
一方で、比較回路74は、第3電圧信号V3(微分回路72からの出力電圧の信号)が第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)以上であれば、第3電圧信号V3に基づいてPWM信号を生成する。具体的には、第2導電路22を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である状態から電流閾値以上の状態に変化した場合に検知回路70から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わり、微分回路72は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧V3を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧V3を次第に減少させるように動作する。この構成では、「検知信号の出力直後に微分回路72から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路74が比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第2動作」であり、「微分回路72から『立ち上がった出力電圧』の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路74が比較してPWM信号のデューティを決定する動作が「第3動作」であるため、駆動部34が非同期整流制御から同期整流制御に切り替える場合には、検知回路70、微分回路72、比較回路74が迅速に応答してPWM信号のデューティを迅速に増大させ、その後、PWM信号のデューティを次第に減少させることができる。
そして、比較回路74は、このようにPWM信号のデューティを次第に減少させた後、「第3電圧信号V3(微分回路72からの出力電圧の信号)よりも第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)ほうが電圧値が大きい状態」に切り替わることに応じて、再び、第2電圧信号V2(差動増幅回路64で生成される信号)に基づいてデューティを決定するように動作する。従って、第3動作から再度の第1動作に切り替わる際にはデューティの大きな変動が生じにくくなる。よって、過渡期の動作(第2動作及び第3動作)を行った後には、所望の目標出力(目標電圧値)に近づける同期整流制御に円滑に移行することができる。なお、この例では、検知回路70から出力される信号が検知信号から非検知信号に切り替わった場合、同期整流制御から非同期整流制御に切り替わり、信号線78の電圧はローレベル(オフ信号)で維持される。
<他の実施例>
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。
実施例1では、電圧検出回路42が出力検出回路として機能していたが、電流検出部44が出力検出回路として機能してもよい。この場合、電流検出部44で生成された電圧信号を、電圧検出回路42で生成される電圧信号に変えて差動増幅回路64の負側の端子に入力するようにすればよい。この場合、電流検出部44で生成された電圧信号(第2導電路22を流れる電流の値に応じた電圧の信号)が第1電圧信号の一例に相当する。この例では、第2導電路22を流れる電流の値に基づき、第2導電路22を流れる電流の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定するように第1動作が行われることになる。
実施例1では、検知回路70は、第2導電路22を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合に非検知信号を出力し、電流閾値以上となった場合に検知信号を出力する構成であったが、検知回路70は、第2導電路22に印加される電圧の値が所定の電圧閾値以上である場合に非検知信号を出力し、電圧閾値未満となった場合に検知信号を出力する構成であってもよい。この場合、検知回路70が非検知信号を出力する状態を電圧低下状態ではない状態とし、検知回路70が検知信号を出力する状態を電圧低下状態とし、駆動部34は、第2導電路22の電圧が所定の電圧低下状態となった場合(検知回路70の出力が非検知信号から検知信号に切り替わった場合)に非同期整流制御から同期整流制御に切り替えるように動作する。
実施例1では、車載用のDCDCコンバータとして降圧型のDCDCコンバータ1を例示したが、昇圧型のDCDCコンバータとしてもよい。
実施例1では、電圧変換部が1つのみのDCDCコンバータ1を例示したが、第1導電路と第2導電路との間に電圧変換部が複数個並列に接続された多相式のDCDCコンバータとしてもよい。この場合、相数は、2以上の数であればよい。また、降圧型の多相コンバータでもよく、昇圧型の多相コンバータでもよく、昇降圧型の多相コンバータであってもよい。
実施例1では、一方の導電路が第1導電路として固定され、他方の導電路が第2導電路として固定された一方向型のDCDCコンバータを例示したが、第1導電路を入力側導電路とし、第2導電路を出力側導電路とする制御と、第2導電路を入力側導電路とし、第1導電路を出力側導電路とする制御とを切り替えることができる双方向型のコンバータとして構成されていてもよい。
実施例1等では、第2導電路22に印加された電圧の値又は第2導電路22を流れる電流の値に基づき、第2導電路に印加される電圧の値又は第2導電路2を流れる電流の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で第1スイッチング素子11Aに与えるPWM信号(オンオフ信号)のデューティを決定する例を示したが、第2導電路22に印加された電圧の値又は第2導電路を流れる電流の値を目標値に近づけるようにフィードバック制御を繰返し、フィードバック制御に応じでデューティの更新を繰り返すような公知の他の制御量決定方式であってもよい。この場合、同期整流制御及び非同期整流制御のいずれにおいても、第2導電路22に印加された電圧の値又は第2導電路22を流れる電流の値が大きくなるほどデューティを小さくするように変化させながらPWM信号を生成し、第2導電路22に印加された電圧の値又は第2導電路22を流れる電流の値が小さくなるほどデューティを大きくするように変化させながらPWM信号を生成するようにデューティ決定部及び駆動部を構成し、第2導電路22を流れる電流が所定の電流閾値以上となった直後、又は第2導電路22の電圧が所定の電圧閾値未満となった直後に、非同期整流制御から同期整流制御に切り替えるとともに、その切り替わり時点の周期又はその次の周期を増大対象周期とし、当該増大対象周期で上述の第1動作を行ったと仮定した場合に決定するデューティ(当該増大対象周期で上記他の制御量決定方式を適用したと仮定した場合に決定するデューティ)よりも大きいデューティとなるように当該増大対象周期のデューティを決定すればよい。そして、その増大対象周期の後に連続する複数の周期において、デューティを次第に減少させるようにすればよい。
1…車載用のDCDCコンバータ
10…電圧変換部
11A…第1スイッチング素子
12A…第2スイッチング素子
12B…ダイオード
14…インダクタ
21…第1導電路
22…第2導電路
32…デューティ決定部
34…駆動部
42…電圧検出回路(出力検出回路)
44…電流検出部
64…差動増幅回路
68…三角波発生回路
70…検知回路
72…微分回路
74…比較回路
10…電圧変換部
11A…第1スイッチング素子
12A…第2スイッチング素子
12B…ダイオード
14…インダクタ
21…第1導電路
22…第2導電路
32…デューティ決定部
34…駆動部
42…電圧検出回路(出力検出回路)
44…電流検出部
64…差動増幅回路
68…三角波発生回路
70…検知回路
72…微分回路
74…比較回路
Claims (3)
- ハイサイド側の第1スイッチング素子と、ローサイド側の第2スイッチング素子と、インダクタとを備え、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第1導電路に印加された入力電圧を変換して第2導電路に出力電圧を印加する構成をなし、少なくとも他方の素子にダイオードが並列に接続された電圧変換部と、
前記第2導電路に印加された電圧の値又は前記第2導電路を流れる電流の値に基づき、前記第2導電路を流れる電流の値又は前記第2導電路に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で前記オンオフ信号のデューティを決定する第1動作を行い得るデューティ決定部と、
前記デューティ決定部で決定したデューティの前記オンオフ信号を前記一方の素子に出力する構成をなし、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子を前記一方の素子と交互にオンオフさせる同期整流制御と、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子をオフ状態で維持する非同期整流制御とを切り替える構成をなす駆動部と、
を有し、
前記駆動部は、前記第2導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は前記第2導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替え、
前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて、前記オンオフ信号のデューティを前記第1動作で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第2動作を行い、前記第2動作の後、前記第1動作を行う車載用のDCDCコンバータ。 - 前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて前記第2動作を行った後、前記オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて前記第2動作で増大した前記高デューティから次第に減少させる第3動作を行い、前記第3動作の後、前記第1動作を行う請求項1に記載の車載用のDCDCコンバータ。
- 前記第2導電路に印加された電圧の値又は前記第2導電路を流れる電流の値に応じた電圧の信号である第1電圧信号を生成する出力検出回路を有し、
前記デューティ決定部は、
前記出力検出回路で生成された前記第1電圧信号と基準電圧との差を増幅した電圧の信号である第2電圧信号を生成する差動増幅回路と、
所定の三角波の電圧信号を発生させる三角波発生回路と、
前記第2導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合又は前記第2導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である場合に非検知信号を出力し、前記第2導電路を流れる電流の値が前記電流閾値以上となった場合又は前記第2導電路に印加された電圧の値が前記電圧閾値未満となった場合に前記非検知信号とは異なる検知信号を出力する検知回路と、
前記検知回路から出力される信号が前記非検知信号から前記検知信号に切り替わることに応じて出力電圧を立ち上がらせた後、出力電圧を次第に減少させる微分回路と、
前記差動増幅回路で生成された前記第2電圧信号が前記微分回路からの出力電圧の信号である第3電圧信号以上のときに前記第2電圧信号を閾値電圧信号とし、前記第3電圧信号が前記第2電圧信号以上のときに前記第3電圧信号を前記閾値電圧信号とし、前記閾値電圧信号よりも前記三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、前記閾値電圧信号よりも前記三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するように前記オンオフ信号としてのPWM信号を生成する比較回路と、
を有し、
前記比較回路が、前記第2電圧信号と前記三角波の電圧信号とを比較して前記PWM信号のデューティを決定する方式が前記所定の制御量決定方式であり、
前記比較回路が、前記微分回路から出力される立ち上がった出力電圧と前記三角波の電圧信号とを比較して前記PWM信号のデューティを決定する動作が前記第2動作であり、
前記比較回路が、前記微分回路から前記立ち上がった出力電圧の後に出力される次第に減少する出力電圧と前記三角波の電圧信号とを比較して前記PWM信号のデューティを決定する動作が前記第3動作である
請求項2に記載の車載用のDCDCコンバータ。
Priority Applications (2)
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JP2018056245A JP2019170073A (ja) | 2018-03-23 | 2018-03-23 | 車載用のdcdcコンバータ |
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JP2018056245A JP2019170073A (ja) | 2018-03-23 | 2018-03-23 | 車載用のdcdcコンバータ |
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