JP2019170073A - 車載用のｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時に非同期整流方式とし重負荷時に同期整流方式とするように切り替えることができ、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に出力電圧の低下を抑える。【解決手段】車載用のＤＣＤＣコンバータ１において、駆動部３４は、第２導電路２２を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第２導電路２２の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。デューティ決定部は、駆動部３４が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第１動作（所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作）で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第２動作を行い、第２動作の後、第１動作を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、車載用のＤＣＤＣコンバータに関するものである。

従来から提供されているＤＣＤＣコンバータは、制御方式として同期整流方式と非同期整流方式の２種類が知られている。同期整流方式を用いると非同期整流方式よりも電力損失を低減し得ることが知られているが、負荷電流が小さい軽負荷時に同期整流方式を用いると、同期整流を行うためのスイッチング素子をオンオフするための駆動電力により、かえって効率の低下を招くことになる。従って、重負荷時には同期整流方式を用い、軽負荷時には非同期整流方式を用いることが望ましいといえる。そこで、特許文献１のＤＣＤＣコンバータでは、ハイサイド側のスイッチング素子のオフ期間の絶対値に基づいて同期整流方式と非同期整流方式とを切り替えている。

特許第５４２８７１３号公報

特許文献１のように軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、非同期整流方式から同期整流方式に切り替えるようにすると、負荷状態に合わせた効率的な駆動が可能となるが、軽負荷状態から重負荷状態に変化したことを検出して同期整流方式に切り替えるだけでは、負荷変動に対する追従が遅れ、出力電圧が低下しやすいという問題がある。

本発明は、上述した課題の少なくとも一つを解決するためになされたものであり、軽負荷時に非同期整流方式とし重負荷時に同期整流方式とするように切り替えることができ、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に出力電圧の低下を抑えることができる車載用のＤＣＤＣコンバータを実現することを目的とするものである。

本発明の一つである車載用のＤＣＤＣコンバータは、
ハイサイド側の第１スイッチング素子と、ローサイド側の第２スイッチング素子と、インダクタとを備え、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第１導電路に印加された入力電圧を変換して第２導電路に出力電圧を印加する構成をなし、少なくとも他方の素子にダイオードが並列に接続された電圧変換部と、
前記第２導電路に印加された電圧の値又は前記第２導電路を流れる電流の値に基づき、前記第２導電路を流れる電流の値又は前記第２導電路に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で前記オンオフ信号のデューティを決定する第１動作を行い得るデューティ決定部と、
前記デューティ決定部で決定したデューティの前記オンオフ信号を前記一方の素子に出力する構成をなし、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子を前記一方の素子と交互にオンオフさせる同期整流制御と、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子をオフ状態で維持する非同期整流制御とを切り替える構成をなす駆動部と、
を有し、
前記駆動部は、前記第２導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は前記第２導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替え、
前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて、前記オンオフ信号のデューティを前記第１動作で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第２動作を行い、前記第２動作の後、前記第１動作を行う。

本発明の一つである車載用のＤＣＤＣコンバータでは、駆動部は、第２導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第２導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。このような構成であるため、相対的に負荷電流が小さい軽負荷状態のときには非同期整流制御を用いることができ、相対的に付加電流が大きい重負荷状態のときには同期整流制御を用いることができるため、負荷電流の状態に合わせて効率の良い制御を採用することができる。
そして、デューティ決定部は、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第１動作（所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作）で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第２動作を行い、第２動作の後、第１動作を行う。このような構成であるため、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、第１動作（所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作）で決定するデューティよりも大きい高デューティに引き上げ、重負荷状態に変化した直後の出力を強制的に上昇させることで、非同期整流制御の応答の遅延及び非同期整流制御から同期整流制御に切り替える際の追従の遅延をカバーすることができる。そして、このように負荷状態の変動直後に出力電圧の低下を抑制する動作を行った後、第１動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。

実施例１の車載用のＤＣＤＣコンバータを備えた車載用電源システムを概略的に示す回路図である。 実施例１の車載用のＤＣＤＣコンバータについて、制御部を具体化した例を示す回路図である。 微分回路から出力がなされていないときの三角波発生回路の出力と比較回路の出力との関係を例示するタイミングチャートである。 非同期整流制御から同期整流制御に切り替わる前後の三角波発生回路の出力と比較回路の出力との関係を例示するタイミングチャートである。 非同期整流制御から同期整流制御に切り替わる前後の、出力電圧、出力電流、検知回路の出力、比較回路の入力、ハイサイド側のＰＷＭ信号、ローサイド側のＰＷＭ信号の関係を例示するタイミングチャートである。 微分回路が設けられていない構成において非同期整流制御から同期整流制御に切り替わる前後の、出力電圧、出力電流、検知回路の出力、比較回路の入力、ハイサイド側のＰＷＭ信号、ローサイド側のＰＷＭ信号の関係を例示するタイミングチャートである。

ここで、発明の望ましい例を示す。
デューティ決定部は、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて第２動作を行った後、オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて第２動作で増大した高デューティから次第に減少させる第３動作を行い、第３動作の後、第１動作を行うように動作してもよい。

このようにすれば、軽負荷状態から重負荷状態に変化した直後の出力電圧の低下を第２動作によって迅速に抑えた後、第３動作によってある程度の時間にわたり出力電圧の低下を抑制し続けることができる。第３動作では、オンオフ信号のデューティを高デューティ（第２動作で増大させたデューティ）から時間経過に応じて次第に減少させるため、強制的に大きく引き上げたデューティを徐々に減少させて負荷状態に適した値に近づけることができる。このように負荷状態の変動直後の過渡期に第２動作及び第３動作（出力電圧の低下を抑制する動作）を行った後、第１動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。

本発明の一つである車載用のＤＣＤＣコンバータは、第２導電路に印加された電圧の値又は第２導電路を流れる電流の値に応じた電圧の信号である第１電圧信号を生成する出力検出回路を有していてもよい。そして、デューティ決定部は、出力検出回路で生成された第１電圧信号と基準電圧との差を増幅した電圧の信号である第２電圧信号を生成する差動増幅回路と、所定の三角波の電圧信号を発生させる三角波発生回路と、第２導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合又は第２導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である場合に非検知信号を出力し、第２導電路を流れる電流の値が電流閾値以上となった場合又は第２導電路に印加された電圧の値が電圧閾値未満となった場合に非検知信号とは異なる検知信号を出力する検知回路と、検知回路から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わることに応じて出力電圧を立ち上がらせた後、出力電圧を次第に減少させる微分回路と、差動増幅回路で生成された第２電圧信号が微分回路からの出力電圧の信号である第３電圧信号以上のときに第２電圧信号を閾値電圧信号とし、第３電圧信号が第２電圧信号以上のときに第３電圧信号を閾値電圧信号とし、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにオンオフ信号としてのＰＷＭ信号を生成する比較回路と、を有していてもよい。この場合、比較回路が第２電圧信号と三角波の電圧信号とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する方式を「所定の制御量決定方式」とすることができ、比較回路が「微分回路から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作を「第２動作」とすることができ、比較回路が「微分回路から立ち上がった出力電圧の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作を「第３動作」とすることができる。

この構成では、第２導電路に印加された電圧の値又は第２導電路を流れる電流の値が大きくなるほど、出力検出回路で生成される第１電圧信号と基準電圧との差が小さくなり、その結果、差動増幅回路で生成される第２電圧信号も小さくなる。
そして、比較回路は、差動増幅回路で生成された第２電圧信号及び微分回路からの出力電圧の信号である第３電圧信号のうち、第２電圧信号が第３電圧信号以上であれば第２電圧信号を閾値電圧信号とし、第３電圧信号が第２電圧信号以上であれば第３電圧信号を閾値電圧信号とし、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号よりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにＰＷＭ信号を生成する。
このように構成されるため、第２電圧信号（差動増幅回路で生成される信号）が第３電圧信号（微分回路からの出力電圧の信号）以上であれば、比較回路は、第２電圧信号（差動増幅回路で生成される信号）に基づいてデューティを決定するように動作し、第２電圧信号が大きくなるほどデューティを大きくし、第２電圧信号が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成することになる。よって、所望の目標出力（目標電圧値又は目標電流値）に近づけるようにＰＷＭ信号を変化させるフィードバック制御が可能となる。
一方で、比較回路は、第３電圧信号（微分回路からの出力電圧の信号）が第２電圧信号（差動増幅回路で生成される信号）以上であれば、第３電圧信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。具体的には、第２導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である状態から電圧閾値未満の状態に変化した場合又は第２導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である状態から電流閾値以上の状態に変化した場合に検知回路から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わり、微分回路は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧を次第に減少させるように動作する。
この構成では、「検知信号の出力直後に微分回路から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路が比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第２動作」であり、「微分回路から『立ち上がった出力電圧』の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路が比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第３動作」であるため、駆動部が非同期整流制御から同期整流制御に切り替える場合には、検知回路、微分回路、比較回路が迅速に応答してＰＷＭ信号のデューティを迅速に増大させ、その後、ＰＷＭ信号のデューティを次第に減少させることができる。
そして、比較回路は、このようにＰＷＭ信号のデューティを次第に減少させた後、「第３電圧信号（微分回路からの出力電圧の信号）よりも第２電圧信号（差動増幅回路で生成される信号）ほうが電圧値が大きい状態」に切り替わることに応じて、再び、第２電圧信号（差動増幅回路で生成される信号）に基づいてデューティを決定するように動作する。従って、第３動作から再度の第１動作に切り替わる際にはデューティの大きな変動が生じにくくなる。よって、過渡期の動作（第２動作及び第３動作）を行った後には、所望の目標出力（目標電圧値又は目標電流値）に近づける同期整流制御に円滑に移行することができる。

＜実施例１＞
以下、本発明を具体化した実施例１について説明する。
（車載用の電源システムの概要）
図１で示す車載用の電源システム１００は、車載用の電源部として構成される第１電源部９１及び第２電源部９２と、車載用のＤＣＤＣコンバータ１（以下、ＤＣＤＣコンバータ１ともいう）とを備え、車両に搭載された負荷９４に電力を供給し得るシステムとして構成されている。負荷９４は、車載用電気部品であり、その種類や数は限定されない。また、図１の例では、低圧側の配線部８２に負荷９４が電気的に接続された例を示しているが、高圧側の配線部８１に負荷が接続されていてもよい。

第１電源部９１は、例えば、リチウムイオン電池、或いは電気二重層キャパシタ等の蓄電手段によって構成され、第１の所定電圧を発生させるものである。例えば、第１電源部９１の高電位側の端子は所定電圧（例えば、２４Ｖ、或いは４８Ｖなど）に保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第１電源部９１の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部８１に電気的に接続されており、第１電源部９１は、配線部８１に対して所定電圧を印加する。第１電源部９１の低電位側の端子は、車両内のグラウンド部として構成される基準導電路８３に電気的に接続されている。配線部８１は、ＤＣＤＣコンバータ１の入力側端子５１に接続されており、入力側端子５１を介して第１導電路２１と電気的に接続されている。

第２電源部９２は、例えば、鉛蓄電池等の蓄電手段によって構成され、第１電源部９１で発生する第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧を発生させるものである。例えば、第２電源部９２の高電位側の端子は１２Ｖに保たれ、低電位側の端子はグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。第２電源部９２の高電位側の端子は、車両内に設けられた配線部８２に電気的に接続されており、第２電源部９２は、配線部８２に対して所定電圧を印加する。第２電源部９２の低電位側の端子は基準導電路８３に電気的に接続されている。配線部８２は、ＤＣＤＣコンバータ１の出力側端子５２に接続されており、出力側端子５２を介して第２導電路２２と電気的に接続されている。

基準導電路８３は、車両のグラウンドとして構成され、一定のグラウンド電位（０Ｖ）に保たれている。この基準導電路８３には、第１電源部９１の低電位側の端子と第２電源部９２の低電位側の端子とが電気的に接続され、更に、後述する第２スイッチ部１２のソースが第３導電路２３及びグラウンド端子５３を介して電気的に接続されている。

ＤＣＤＣコンバータ１は、車両内に搭載されて使用される車載用の降圧型ＤＣＤＣコンバータとして構成されている。なお、以下の説明では、ＤＣＤＣコンバータ１が、第１導電路２１を入力側導電路とし、第２導電路２２を出力側導電路とし、第１導電路２１に印加された直流電圧を降圧して第２導電路２２に出力するように動作する例について説明する。

（車載用のＤＣＤＣコンバータの概要）
ＤＣＤＣコンバータ１は、主として、第１導電路２１、第２導電路２２、第３導電路２３、電圧変換部１０、制御部３０、電圧検出回路４２、電流検出部４４、入力側端子５１、出力側端子５２、グラウンド端子５３等を備える。

第１導電路２１は、相対的に高い電圧が印加される一次側（高圧側）の電源ラインとして構成されている。第１導電路２１は、配線部８１を介して第１電源部９１の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第１電源部９１から所定の直流電圧が印加される構成をなす。図１の構成では、第１導電路２１の端部に入力側端子５１が設けられ、この入力側端子５１に配線部８１が電気的に接続されている。

第２導電路２２は、相対的に低い電圧が印加される二次側（低圧側）の電源ラインとして構成されている。第２導電路２２は、配線部８２を介して第２電源部９２の高電位側の端子に電気的に接続されるとともに、第２電源部９２から第１電源部９１の出力電圧よりも小さい直流電圧が印加される構成をなす。図１の構成では、第２導電路２２の端部に出力側端子５２が設けられ、この出力側端子５２に配線部８２が電気的に接続されている。

電圧変換部１０は、スイッチング方式の降圧型ＤＣＤＣコンバータの要部をなし、直列に接続された第１スイッチング素子１１Ａ及び第２スイッチング素子１２Ａのうちの一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第１導電路２１に印加された入力電圧を変換して第２導電路２２に出力電圧を印加する降圧動作を行い得る。なお、以下で説明する代表例では、第１スイッチング素子１１Ａが一方の素子の一例に相当し、第２スイッチング素子１２Ａが他方の素子の一例に相当する構成とした場合を例に挙げて説明する。

電圧変換部１０は、第１導電路２１と第２導電路２２との間に設けられ、第１導電路２１に電気的に接続された半導体スイッチとして構成されるハイサイド側の第１スイッチ部１１と、第１導電路２１と基準導電路８３（第１導電路２１の電位よりも低い所定の基準電位に保たれる導電路）との間に電気的に接続された半導体スイッチとして構成されるローサイド側の第２スイッチ部１２と、第１スイッチ部１１及び第２スイッチ部１２と第２導電路２２との間に電気的に接続されたインダクタ１４とを備える。なお、図示は省略するが、第１導電路２１と第３導電路２３との間には図示しない入力側コンデンサが設けられ、第２導電路２２と第３導電路２３との間には図示しない出力側コンデンサが設けられている。

第１スイッチ部１１及び第２スイッチ部１２のいずれも、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。第１スイッチ部１１は、主に、第１スイッチング素子１１Ａとダイオード１１Ｂとによって構成され、第２スイッチ部１２は、主に第２スイッチング素子１２Ａとダイオード１２Ｂとによって構成されている。ダイオード１１Ｂは、第１スイッチ部１１（ＭＯＳＦＥＴ）におけるボディダイオードであり、第１スイッチング素子１１Ａは、第１スイッチ部１１（ＭＯＳＦＥＴ）においてダイオード１１Ｂを除いた部分を指す。同様に、ダイオード１２Ｂは、第２スイッチ部１２（ＭＯＳＦＥＴ）におけるボディダイオードであり、第２スイッチング素子１２Ａは、第２スイッチ部１２（ＭＯＳＦＥＴ）においてダイオード１２Ｂを除いた部分を指す。

ハイサイド側の第１スイッチング素子１１Ａのドレインには、第１導電路２１の一端が接続されている。第１スイッチング素子１１Ａのドレインは、図示しない入力側コンデンサの一方側の電極に電気的に接続されるとともに第１導電路２１及び配線部８１を介して第１電源部９１の高電位側端子にも電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。また、第１スイッチング素子１１Ａのソースには、ローサイド側の第２スイッチング素子１２Ａのドレイン及びインダクタ１４の一端が電気的に接続され、これらとの間で導通し得る。第１スイッチング素子１１Ａのゲートには、制御部３０に設けられた駆動部３４からのオン信号（駆動信号）及びオフ信号（非駆動信号）が入力されるようになっており、制御部３０からの信号に応じて第１スイッチング素子１１Ａがオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。ダイオード１１Ｂは、第１スイッチング素子１１Ａと並列に接続され、アノードが第１スイッチング素子１１Ａのソース、ローサイド側の第２スイッチング素子１２Ａのドレイン、及びインダクタ１４の一端に電気的に接続され、カソードが第１スイッチング素子１１Ａのドレイン及び第１導電路２１に電気的に接続されている。

ローサイド側の第２スイッチング素子１２Ａのソースには、第３導電路２３が接続されている。第３導電路２３は、第２スイッチング素子１２Ａのソースとグラウンド端子５３との間の導電路であり、グラウンド端子５３を介して基準導電路８３に電気的に接続され、基準導電路８３の電位（０Ｖ）と同程度の電位に保たれている。この第３導電路２３には、図示しない入力側コンデンサ及び出力側コンデンサのそれぞれの他方側の電極が電気的に接続されている。ローサイド側の第２スイッチング素子１２Ａのゲートにも、制御部３０からのオン信号（駆動信号）及びオフ信号（非駆動信号）が入力されるようになっており、制御部３０からの信号に応じて第２スイッチング素子１２Ａがオン状態とオフ状態とに切り替わるようになっている。ダイオード１２Ｂは、第２スイッチング素子１２Ａと並列に接続され、アノードが第３導電路２３に電気的に接続され、カソードが第２スイッチング素子１２Ａのドレイン、第１スイッチング素子１１Ａのソース、及びインダクタ１４の一端に電気的に接続されている。

インダクタ１４は、第１スイッチ部１１と第２スイッチ部１２との間の接続部に一端が接続され、その一端は第１スイッチング素子１１Ａのソース及び第２スイッチング素子１２Ａのドレインに電気的に接続されている。インダクタ１４の他端は、第２導電路２２（具体的には、第２導電路２２において、電流検出部４４よりも電圧変換部１０側の部分）に接続されている。

電流検出部４４は、抵抗器４４Ａ及び差動増幅器４４Ｂを有し、第２導電路２２を流れる電流を示す値（具体的には、第２導電路２２を流れる電流の値に応じたアナログ電圧）を出力する。電圧変換部１０からの出力電流によって抵抗器４４Ａに生じた電圧降下は、差動増幅器４４Ｂで増幅されて出力電流に応じた検出電圧（アナログ電圧）となり、デューティ決定部３２に入力される。

電圧検出回路４２は、出力検出回路の一例に相当し、第２導電路２２に印加された電圧の値に応じた電圧の信号である「第１電圧信号」を生成する回路として構成されている。電圧検出回路４２は、第２導電路２２に接続されるとともに第２導電路２２の電圧（第２導電路２２の電位と基準導電路８３の電位との電位差）を特定する値をデューティ決定部３２に入力する構成をなす。電圧検出回路４２は、第２導電路２２の電圧を示す値をデューティ決定部に入力し得る公知の電圧検出回路であればよく、図２の例では、第２導電路２２とグラウンドとの間に直列に接続される抵抗器４２Ａ，４２Ｂによって第２導電路２２の電圧Ｖout（第２導電路２２とグラウンドとの電位差）を分圧し、第２導電路２２の電圧に比例した値（抵抗器４２Ａ，４２Ｂの抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２とし第２導電路２２の電圧をＶoutとしたときの、Ｒ２×Ｖout／（Ｒ１＋Ｒ２））をデューティ決定部３２（具体的には、差動増幅回路６４の負側の端子）に入力するような分圧回路として構成されている。なお、ここで示す電圧検出回路４２の例はあくまで一例であり、例えば、第２導電路２２の電圧Ｖoutを差動増幅回路６４の負側の端子に入力するような回路などであってもよい。

制御部３０は、デューティ決定部３２と駆動部３４とを備える。デューティ決定部３２には、電圧検出回路４２からの検出信号（第２導電路２２の電圧Ｖoutに比例したアナログ電圧信号）や電流検出部４４からの検出信号（第２導電路２２を流れる電流に比例したアナログ電圧信号）が与えられ、デューティ決定部３２は、第２導電路２２の電圧Ｖoutを目標値に近づけるようにフィードバック制御によってデューティを決定し、ＰＷＭ信号を発生させる。

駆動部３４は、デューティ決定部３２から出力されるＰＷＭ信号に対応するＰＷＭ信号（デューティ決定部から出力されるＰＷＭ信号と同周期及び同デューティのＰＷＭ信号であって、オン信号が第１スイッチング素子１１Ａをオン動作させ得る電圧レベルに設定された信号及びオフ信号が第１スイッチング素子１１Ａをオフ動作させ得る電圧レベルに設定された信号）を第１スイッチング素子１１Ａのゲートに出力する。

このように構成されるＤＣＤＣコンバータ１は、同期整流方式と非同期整流方式とを切り替え得る降圧型ＤＣＤＣコンバータとして機能する。駆動部３４は、同期整流制御と非同期整流制御とを切り替えうる構成をなし、同期整流制御のときには、デューティ決定部３２で決定したデューティのＰＷＭ信号（オンオフ信号）を第１スイッチング素子１１Ａ（一方の素子）のゲートに出力し、第１スイッチング素子１１Ａにオンオフ信号を与えているときに第２スイッチング素子１２Ａ（他方の素子）を第１スイッチング素子１１Ａと交互にオンオフさせるように第２スイッチング素子１２ＡのゲートにもＰＷＭ信号を与えることで、第１導電路２１に印加された直流電圧を降圧し、第２導電路２２に出力する。一方、駆動部３４は、非同期整流制御のときには、第１スイッチング素子１１ＡのゲートにＰＷＭ信号（オンオフ信号）を与えているときに第２スイッチング素子１２Ａのゲートにオフ信号を与え続け、第２スイッチング素子１２Ａをオフ状態で維持しながら第１導電路２１に印加された直流電圧を降圧し、第２導電路２２に出力する。

（車載用のＤＣＤＣコンバータの詳細）
デューティ決定部３２は、第２導電路２２に印加された電圧の値Ｖoutに基づき、第２導電路２２に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する第１動作を行い得る回路である。更に、デューティ決定部３２は、駆動部３４が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、ＰＷＭ信号（オンオフ信号）のデューティを高デューティ（第１動作で決定するデューティよりも大きいデューティ）に増大させる第２動作を行い、第２動作を行った後、ＰＷＭ信号（オンオフ信号）のデューティを、時間経過に応じて第２動作で増大した高デューティから次第に減少させる第３動作を行い、第３動作の後、第１動作を行うようになっている。

デューティ決定部３２は、主に、差動増幅回路６４、三角波発生回路６８、検知回路７０、微分回路７２、比較回路７４などを備える。

差動増幅回路６４は、電圧検出回路４２（出力検出回路）で生成された第１電圧信号Ｖ1と基準電圧Ｖref1との差を所定の増幅率で増幅した電圧の信号である第２電圧信号Ｖ2を生成する回路である。差動増幅回路６４は、第１電圧信号Ｖ1と基準電圧Ｖref1との差が大きいほど、それらの電圧差に比例した大きな電圧が出力される構成をなす。差動増幅回路６４の出力端子は後述する比較器７４Ａの正側の端子に電気的に接続されている。

三角波発生回路６８は、所定の三角波の電圧信号を周期的に発生させる公知の三角波発生器によって構成され、各周期において、最小電圧値から最大電圧値まで一定の上昇時間で上昇し、最大電圧値から最小電圧値まで一定の下降時間（０程度を含む）で下降するような三角波の電圧信号を発生させる回路である。図３の例では、三角波発生回路６８が、最小電圧値から最大電圧値まで直線的に上昇し、最大電圧値から最小電圧値まで直線的に下降するような電圧信号（具体的には、ノコギリ波等）を発生させる回路となっている。なお、三角波発生回路６８が出力する三角波は、図３で示すノコギリ波に限定されず、各周期において、上昇時間と下降時間とが同程度の三角波であってもよく、最小電圧値から最大電圧値まで非直線的（非線形）に上昇する三角波であってもよく、最大電圧値から最小電圧値まで非直線的（非線形）に下降する三角波であってもよい。

検知回路７０は、第２導電路２２を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合に非検知信号を出力し、所定の電流閾値以上である場合に非検知信号とは異なる検知信号を出力する構成をなす。検知回路７０は、電流検出部４４が出力する電圧信号（第２導電路２２を流れる電流の値に比例するアナログ電圧）と一定の参照電圧Ｖref2とを比較し、参照電圧Ｖref2よりも電流検出部４４が出力する電圧のほうが小さい場合に第１電圧（例えば０Ｖ）のローレベル信号を非検知信号として出力し、参照電圧Ｖref2よりも電流検出部４４が出力する電圧のほうが大きい場合に第１電圧よりも大きい第２電圧（例えば数Ｖ）のハイレベル信号を検知信号として出力する。この例では、電流検出部４４が出力する電圧が参照電圧Ｖref2となるときの第２導電路２２の電流値が「所定の電流閾値」の一例に相当する。

微分回路７２は、検知回路７０からの出力電圧を入力電圧とし、入力電圧の時間微分(傾き)を出力する回路であり、出力が入力の導関数になるように構成されている。この微分回路７２は、一端が検知回路７０の出力端子に電気的に接続されるとともに他端が差動増幅回路６４の出力端子及び比較器７４Ａの正側の端子に電気的に接続されたコンデンサ７２Ａと、一端がコンデンサ７２Ａの他端の端子に電気的に接続されるとともに他端がグラウンドに電気的に接続された抵抗器７２Ｂとを備える。この微分回路７２は、検知回路７０の出力の切り替わりから一定時間が経過して検知回路７０の出力信号が非検知信号（ローレベル信号）又は検知信号（ハイレベル信号）で維持され続けているときには自身の出力電圧を差動増幅回路６４の出力電圧とし、検知回路７０から出力される信号が非検知信号（ローレベル信号）から検知信号（ハイレベル信号）に切り替わることに応じて自身の出力電圧を立ち上がらせた後、自身の出力電圧を次第に減少させる回路となっている。

比較回路７４は、比較器７４Ａと比較器７４Ａに接続される複数の入力側の信号線とによって構成されている。比較器７４Ａの負側の端子に接続される信号線は、三角波発生回路６８に電気的に接続され、三角波発生回路６８の出力電圧（三角波の電圧信号）が比較器７４Ａの負側の端子に入力されるようになっている。比較器７４Ａの正側の端子に接続される信号線は、差動増幅回路６４及び微分回路７２の夫々の出力側に電気的に接続されており、差動増幅回路６４の出力電圧（第２電圧信号Ｖ2）及び微分回路７２の出力電圧（第３電圧信号Ｖ3）のうちの大きい電圧が比較器７４Ａの正側の端子に入力されるようになっている。

このように構成された比較回路７４は、差動増幅回路６４で生成された第２電圧信号Ｖ2及び微分回路７２からの出力電圧の信号（第３電圧信号Ｖ3）のうち、第２電圧信号Ｖ2が第３電圧信号Ｖ3以上であれば第２電圧信号Ｖ2を閾値電圧信号Ｖthとし、第３電圧信号Ｖ3が第２電圧信号Ｖ2以上であれば第３電圧信号Ｖ3を閾値電圧信号Ｖthとする。なお、第２電圧信号Ｖ2と第３電圧信号Ｖ3とが同等であれば、両電圧信号が閾値電圧信号となる。そして、比較回路７４は、比較器７４Ａによって閾値電圧信号Ｖthと三角波の電圧信号（三角波発生回路６８の出力電圧信号）とを比較し、閾値電圧信号Ｖthよりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号Ｖthよりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにＰＷＭ信号を生成し、信号線７８Ａに出力する。

このように構成されるため、第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）が第３電圧信号Ｖ3（微分回路７２からの出力電圧の信号）以上であれば、比較回路７４は、第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）に基づいてデューティを決定するように動作する。例えば、第２電圧信号Ｖ2が閾値電圧信号Ｖthであるときに、閾値電圧信号Ｖthと三角波の電圧信号（三角波発生回路６８の出力）とが図３の上段のような経時的変化を示す場合、比較器７４Ａから出力されるＰＷＭ信号は、図３の下段のような経時的変化を示す信号となる。このように第２電圧信号Ｖ2が閾値電圧信号Ｖthであるときには、第２電圧信号Ｖ2が大きくなるほど図３で示す閾値電圧信号Ｖthが上昇するためデューティを大きくし、第２電圧信号Ｖ2が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成することになる。

一方で、比較回路７４は、第３電圧信号Ｖ3（微分回路７２からの出力電圧の信号）が第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）以上であれば、第３電圧信号Ｖ3に基づいてＰＷＭ信号を生成する。図４の例では、時間ｔ１のタイミングで第２導電路２２を流れる電流の値が上述の「電流閾値」未満である状態から「電流閾値」以上の状態に変化し、時間ｔ１のタイミングで検知回路７０から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わる例を示している。この例では、時間ｔ１となる前は、第２電圧信号Ｖ2が閾値電圧信号Ｖthとなるため、図３の例と同様にＰＷＭ信号が生成される。しかし、時間ｔ１で検知回路７０から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わると、微分回路７２は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧Ｖ3を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧（第３電圧信号Ｖ3）を次第に減少させるように動作する。この期間（微分回路７２の出力電圧（第３電圧信号Ｖ3）が立ち上がってから第２電圧信号Ｖ2の値まで低下するまでの期間）は、第３電圧信号Ｖ3が閾値電圧信号Ｖthとなる。比較回路７４は、時間ｔ１の直後の周期Ｔ１には、比較器７４Ａから出力するＰＷＭ信号（オンオフ信号）のデューティを、第１動作で決定するデューティ（仮に、その時に第３電圧信号Ｖ3を比較器７４Ａに入力せずに第２電圧信号Ｖ2と三角波の電圧信号とを比較器７４Ａによって比較したときに比較器７４Ａで生成されるＰＷＭ信号のデューティ）よりも大きい高デューティに増大させる第２動作を行い、第２動作の後、第３電圧信号Ｖ3の値が第２電圧信号Ｖ2の値まで低下するまでの周期Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６には、第２動作によって増大した周期Ｔ１の高デューティから次第にデューティを減少させるように第３動作を行う。そして、第３電圧信号Ｖ3の値が第２電圧信号Ｖ2の値になった後には、再び第１動作を行う。

この構成では、比較回路７４が第２電圧信号Ｖ2と三角波の電圧信号とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する方式が「所定の制御量決定方式」であり、この「所定の制御量決定方式」によってＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第１動作」である。そして、比較回路７４が「微分回路７２から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第２動作」である。更に、比較回路７４が「微分回路７２から立ち上がった出力電圧の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第３動作」である。

駆動部３４は、比較器７４Ａから出力されるＰＷＭ信号を、第１スイッチング素子１１Ａのゲートに電気的に接続された信号線７８Ａに直接又はオン信号を一定レベルに高めて伝送する第１信号伝送部３４Ｃと、第２スイッチング素子１２Ａのゲートに電気的に接続された信号線７８Ｂに与える信号を生成する第２信号伝送部３４Ｄとを備える。第２信号伝送部３４Ｄは、比較器７４Ａから出力されるＰＷＭ信号を反転する反転回路３４Ａと、ＡＮＤ回路３４Ｂとを備える。ＡＮＤ回路３４Ｂは、反転回路３４Ａからの出力と検知回路７０の出力とのＡＮＤ演算結果を出力する回路であり、反転回路３４Ａからの出力及び検知回路７０の出力がいずれもハイレベル信号である場合にハイレベル信号を出力し、それ以外の場合にはローレベル信号を出力する。

このように構成された駆動部３４は、検知回路７０が非検知信号（ローレベル信号）を出力しているときに非同期整流制御を行い、検知回路７０が検知信号（ハイレベル信号）を出力しているときに同期整流制御を行う。この例では、検知回路７０が非検知信号を出力する状態が「第２導電路２２を流れる電流が所定の電流増大状態ではない状態」であり、検知回路７０が検知信号を出力する状態が「第２導電路２２を流れる電流が所定の電流増大状態である状態」である。駆動部３４は、第２導電路２２を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合（即ち、検知回路７０の出力が非検知信号から検知信号に切り替わった場合）に非同期整流制御から同期整流制御に切り替えるように動作する。

以下、本構成の効果を例示する。
上述した車載用のＤＣＤＣコンバータ１では、駆動部３４は、第２導電路２２を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は第２導電路２２の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に非同期整流制御から同期整流制御に切り替える。このような構成であるため、相対的に負荷電流が小さい軽負荷状態のときには非同期整流制御を用いることができ、相対的に付加電流が大きい重負荷状態のときには同期整流制御を用いることができるため、負荷電流の状態に合わせて効率の良い制御を採用することができる。

そして、デューティ決定部３２は、図５の時間ｔ１以降の例で示すように、駆動部３４が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて、オンオフ信号のデューティを第１動作（所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作）で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第２動作を行い、第２動作の後、第１動作を行う。このような構成であるため、図５の時間ｔ１前後のように、軽負荷状態から重負荷状態に変化した場合に、第１動作（所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定する動作）で決定するデューティよりも大きい高デューティに引き上げ、重負荷状態に変化した直後の出力を強制的に上昇させることで、非同期整流制御の応答の遅延及び非同期整流制御から同期整流制御に切り替える際の追従の遅延をカバーすることができる。そして、このように負荷状態の変動直後に出力電圧の低下を抑制する動作を行った後、第１動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。

デューティ決定部３２は、図５で示す期間Ｔ（微分回路７２の出力が立ち上がってから時定数に相当する時間が経過するまでの期間）の動作のように、駆動部３４が非同期整流制御から同期整流制御に切り替えることに応じて第２動作を行った後、オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて第２動作で増大した高デューティから次第に減少させる第３動作を行い、このような第３動作の後に再び第１動作を行う。このようにすれば、軽負荷状態から重負荷状態に変化した直後の出力電圧の低下を第２動作によって迅速に抑えた後、第３動作によってある程度の時間にわたり出力電圧の低下を抑制し続けることができる。第３動作では、オンオフ信号のデューティを高デューティ（第２動作で増大させたデューティ）から時間経過に応じて次第に減少させるため、強制的に大きく引き上げたデューティを徐々に減少させて負荷状態に適した値に近づけることができる。このように負荷状態の変動直後の過渡期に第２動作及び第３動作（出力電圧の低下を抑制する動作）を行った後、第１動作に切り替えることで、重負荷状態のときの負荷電流に合わせた効率的な同期整流制御を行うことができる。

なお、図６は、図２の回路から微分回路７２を省略した場合について、出力電流が図５と同様に変化する場合を例示している。この例では、時間ｔ１にて軽負荷状態から重負荷状態に変化する際に出力電圧が一時的に低下し、このような出力電圧の低下の回復が遅れてしまっている。しかし、図２のような構成とすれば、図５のように時間ｔ１付近で出力電圧が低下しても、その低下を迅速に回復することができる。

具体的には、ＤＣＤＣコンバータ１は、第２導電路２２に印加された電圧の値に応じた電圧の信号（第１電圧信号Ｖ1）を生成する出力検出回路としての電圧検出回路４２を有する。そして、デューティ決定部３２は、電圧検出回路４２（出力検出回路）で生成された第１電圧信号Ｖ1と基準電圧Ｖref1との差を増幅した電圧の信号である第２電圧信号Ｖ2を生成する差動増幅回路６４と、所定の三角波の電圧信号を発生させる三角波発生回路６８と、第２導電路２２を流れる電流の値が閾値未満である場合に非検知信号を出力し、閾値以上となった場合に非検知信号とは異なる検知信号を出力する検知回路７０と、検知回路７０から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わることに応じて出力電圧Ｖ3を立ち上がらせた後、出力電圧Ｖ3を次第に減少させる微分回路７２と、差動増幅回路６４で生成された第２電圧信号Ｖ2及び微分回路７２からの出力電圧の信号である第３電圧信号Ｖ3のうちの電圧値が大きい電圧信号を閾値電圧信号Ｖthとしたとき、閾値電圧信号Ｖthよりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号Ｖthよりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにＰＷＭ信号を生成する比較回路７４と、を有する。そして、比較回路７４が第２電圧信号Ｖ2と三角波の電圧信号とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する方式を「所定の制御量決定方式」とし、比較回路７４が「微分回路７２から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作を「第２動作」とし、比較回路７４が「微分回路７２から立ち上がった出力電圧の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作を「第３動作」としている。

この構成では、第２導電路２２に印加された電圧の値が大きくなるほど、電圧検出回路４２（出力検出回路）で生成される第１電圧信号Ｖ1と基準電圧Ｖref1との差が小さくなり、その結果、差動増幅回路６４で生成される第２電圧信号Ｖ2も小さくなる。そして、比較回路７４は、差動増幅回路６４で生成された第２電圧信号Ｖ2及び微分回路７２からの出力電圧の信号（第３電圧信号Ｖ3）のうち、第２電圧信号Ｖ2が第３電圧信号Ｖ3以上であれば第２電圧信号Ｖ2を閾値電圧信号Ｖthとし、第３電圧信号Ｖ3が第２電圧信号Ｖ2以上であれば第３電圧信号Ｖ3を閾値電圧信号Ｖthとし、閾値電圧信号Ｖthよりも三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、閾値電圧信号Ｖthよりも三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するようにＰＷＭ信号を生成する。このように構成されるため、第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）が第３電圧信号Ｖ3（微分回路７２からの出力電圧の信号）以上であれば、比較回路７４は、第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）に基づいてデューティを決定するように動作し、第２電圧信号Ｖ2が大きくなるほどデューティを大きくし、第２電圧信号Ｖ2が小さくなるほどデューティを小さくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成することになる。つまり、第２導電路２２に印加された電圧の値が大きくなるほどデューティを小さくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成し、第２導電路２２に印加された電圧の値が小さくなるほどデューティを大きくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成する。よって、所望の目標出力（目標電圧値）に近づけるようにＰＷＭ信号を変化させるフィードバック制御が可能となる。

一方で、比較回路７４は、第３電圧信号Ｖ3（微分回路７２からの出力電圧の信号）が第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）以上であれば、第３電圧信号Ｖ3に基づいてＰＷＭ信号を生成する。具体的には、第２導電路２２を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である状態から電流閾値以上の状態に変化した場合に検知回路７０から出力される信号が非検知信号から検知信号に切り替わり、微分回路７２は、この検知信号への切り替わりに応じて出力電圧Ｖ3を立ち上がらせるように動作した後、出力電圧Ｖ3を次第に減少させるように動作する。この構成では、「検知信号の出力直後に微分回路７２から出力される『立ち上がった出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路７４が比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第２動作」であり、「微分回路７２から『立ち上がった出力電圧』の後に出力される『次第に減少する出力電圧』」と「三角波の電圧信号」とを比較回路７４が比較してＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が「第３動作」であるため、駆動部３４が非同期整流制御から同期整流制御に切り替える場合には、検知回路７０、微分回路７２、比較回路７４が迅速に応答してＰＷＭ信号のデューティを迅速に増大させ、その後、ＰＷＭ信号のデューティを次第に減少させることができる。

そして、比較回路７４は、このようにＰＷＭ信号のデューティを次第に減少させた後、「第３電圧信号Ｖ3（微分回路７２からの出力電圧の信号）よりも第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）ほうが電圧値が大きい状態」に切り替わることに応じて、再び、第２電圧信号Ｖ2（差動増幅回路６４で生成される信号）に基づいてデューティを決定するように動作する。従って、第３動作から再度の第１動作に切り替わる際にはデューティの大きな変動が生じにくくなる。よって、過渡期の動作（第２動作及び第３動作）を行った後には、所望の目標出力（目標電圧値）に近づける同期整流制御に円滑に移行することができる。なお、この例では、検知回路７０から出力される信号が検知信号から非検知信号に切り替わった場合、同期整流制御から非同期整流制御に切り替わり、信号線７８の電圧はローレベル（オフ信号）で維持される。

＜他の実施例＞
本発明は上記記述及び図面によって説明した実施例に限定されるものではなく、例えば次のような実施例も本発明の技術的範囲に含まれる。また、上述した実施例や後述する実施例は矛盾しない範囲で組み合わせることが可能である。

実施例１では、電圧検出回路４２が出力検出回路として機能していたが、電流検出部４４が出力検出回路として機能してもよい。この場合、電流検出部４４で生成された電圧信号を、電圧検出回路４２で生成される電圧信号に変えて差動増幅回路６４の負側の端子に入力するようにすればよい。この場合、電流検出部４４で生成された電圧信号（第２導電路２２を流れる電流の値に応じた電圧の信号）が第１電圧信号の一例に相当する。この例では、第２導電路２２を流れる電流の値に基づき、第２導電路２２を流れる電流の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式でオンオフ信号のデューティを決定するように第１動作が行われることになる。

実施例１では、検知回路７０は、第２導電路２２を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合に非検知信号を出力し、電流閾値以上となった場合に検知信号を出力する構成であったが、検知回路７０は、第２導電路２２に印加される電圧の値が所定の電圧閾値以上である場合に非検知信号を出力し、電圧閾値未満となった場合に検知信号を出力する構成であってもよい。この場合、検知回路７０が非検知信号を出力する状態を電圧低下状態ではない状態とし、検知回路７０が検知信号を出力する状態を電圧低下状態とし、駆動部３４は、第２導電路２２の電圧が所定の電圧低下状態となった場合（検知回路７０の出力が非検知信号から検知信号に切り替わった場合）に非同期整流制御から同期整流制御に切り替えるように動作する。

実施例１では、車載用のＤＣＤＣコンバータとして降圧型のＤＣＤＣコンバータ１を例示したが、昇圧型のＤＣＤＣコンバータとしてもよい。

実施例１では、電圧変換部が１つのみのＤＣＤＣコンバータ１を例示したが、第１導電路と第２導電路との間に電圧変換部が複数個並列に接続された多相式のＤＣＤＣコンバータとしてもよい。この場合、相数は、２以上の数であればよい。また、降圧型の多相コンバータでもよく、昇圧型の多相コンバータでもよく、昇降圧型の多相コンバータであってもよい。

実施例１では、一方の導電路が第１導電路として固定され、他方の導電路が第２導電路として固定された一方向型のＤＣＤＣコンバータを例示したが、第１導電路を入力側導電路とし、第２導電路を出力側導電路とする制御と、第２導電路を入力側導電路とし、第１導電路を出力側導電路とする制御とを切り替えることができる双方向型のコンバータとして構成されていてもよい。

実施例１等では、第２導電路２２に印加された電圧の値又は第２導電路２２を流れる電流の値に基づき、第２導電路に印加される電圧の値又は第２導電路２を流れる電流の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で第１スイッチング素子１１Ａに与えるＰＷＭ信号（オンオフ信号）のデューティを決定する例を示したが、第２導電路２２に印加された電圧の値又は第２導電路を流れる電流の値を目標値に近づけるようにフィードバック制御を繰返し、フィードバック制御に応じでデューティの更新を繰り返すような公知の他の制御量決定方式であってもよい。この場合、同期整流制御及び非同期整流制御のいずれにおいても、第２導電路２２に印加された電圧の値又は第２導電路２２を流れる電流の値が大きくなるほどデューティを小さくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成し、第２導電路２２に印加された電圧の値又は第２導電路２２を流れる電流の値が小さくなるほどデューティを大きくするように変化させながらＰＷＭ信号を生成するようにデューティ決定部及び駆動部を構成し、第２導電路２２を流れる電流が所定の電流閾値以上となった直後、又は第２導電路２２の電圧が所定の電圧閾値未満となった直後に、非同期整流制御から同期整流制御に切り替えるとともに、その切り替わり時点の周期又はその次の周期を増大対象周期とし、当該増大対象周期で上述の第１動作を行ったと仮定した場合に決定するデューティ（当該増大対象周期で上記他の制御量決定方式を適用したと仮定した場合に決定するデューティ）よりも大きいデューティとなるように当該増大対象周期のデューティを決定すればよい。そして、その増大対象周期の後に連続する複数の周期において、デューティを次第に減少させるようにすればよい。

１…車載用のＤＣＤＣコンバータ
１０…電圧変換部
１１Ａ…第１スイッチング素子
１２Ａ…第２スイッチング素子
１２Ｂ…ダイオード
１４…インダクタ
２１…第１導電路
２２…第２導電路
３２…デューティ決定部
３４…駆動部
４２…電圧検出回路（出力検出回路）
４４…電流検出部
６４…差動増幅回路
６８…三角波発生回路
７０…検知回路
７２…微分回路
７４…比較回路

Claims (3)

1. ハイサイド側の第１スイッチング素子と、ローサイド側の第２スイッチング素子と、インダクタとを備え、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の一方の素子が外部からオンオフ信号を受けているときに第１導電路に印加された入力電圧を変換して第２導電路に出力電圧を印加する構成をなし、少なくとも他方の素子にダイオードが並列に接続された電圧変換部と、
   前記第２導電路に印加された電圧の値又は前記第２導電路を流れる電流の値に基づき、前記第２導電路を流れる電流の値又は前記第２導電路に印加される電圧の値を目標値に近づけるように所定の制御量決定方式で前記オンオフ信号のデューティを決定する第１動作を行い得るデューティ決定部と、
   前記デューティ決定部で決定したデューティの前記オンオフ信号を前記一方の素子に出力する構成をなし、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子を前記一方の素子と交互にオンオフさせる同期整流制御と、前記一方の素子に前記オンオフ信号を与えているときに前記他方の素子をオフ状態で維持する非同期整流制御とを切り替える構成をなす駆動部と、
   を有し、
   前記駆動部は、前記第２導電路を流れる電流が所定の電流増大状態となった場合又は前記第２導電路の電圧が所定の電圧低下状態となった場合に前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替え、
   前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて、前記オンオフ信号のデューティを前記第１動作で決定するデューティよりも大きい高デューティに増大させる第２動作を行い、前記第２動作の後、前記第１動作を行う車載用のＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記デューティ決定部は、前記駆動部が前記非同期整流制御から前記同期整流制御に切り替えることに応じて前記第２動作を行った後、前記オンオフ信号のデューティを時間経過に応じて前記第２動作で増大した前記高デューティから次第に減少させる第３動作を行い、前記第３動作の後、前記第１動作を行う請求項１に記載の車載用のＤＣＤＣコンバータ。
3. 前記第２導電路に印加された電圧の値又は前記第２導電路を流れる電流の値に応じた電圧の信号である第１電圧信号を生成する出力検出回路を有し、
   前記デューティ決定部は、
   前記出力検出回路で生成された前記第１電圧信号と基準電圧との差を増幅した電圧の信号である第２電圧信号を生成する差動増幅回路と、
   所定の三角波の電圧信号を発生させる三角波発生回路と、
   前記第２導電路を流れる電流の値が所定の電流閾値未満である場合又は前記第２導電路に印加された電圧の値が所定の電圧閾値以上である場合に非検知信号を出力し、前記第２導電路を流れる電流の値が前記電流閾値以上となった場合又は前記第２導電路に印加された電圧の値が前記電圧閾値未満となった場合に前記非検知信号とは異なる検知信号を出力する検知回路と、
   前記検知回路から出力される信号が前記非検知信号から前記検知信号に切り替わることに応じて出力電圧を立ち上がらせた後、出力電圧を次第に減少させる微分回路と、
   前記差動増幅回路で生成された前記第２電圧信号が前記微分回路からの出力電圧の信号である第３電圧信号以上のときに前記第２電圧信号を閾値電圧信号とし、前記第３電圧信号が前記第２電圧信号以上のときに前記第３電圧信号を前記閾値電圧信号とし、前記閾値電圧信号よりも前記三角波の電圧信号のほうが大きい場合にオフ信号を出力し、前記閾値電圧信号よりも前記三角波の電圧信号のほうが小さい場合にオン信号を出力するように前記オンオフ信号としてのＰＷＭ信号を生成する比較回路と、
   を有し、
   前記比較回路が、前記第２電圧信号と前記三角波の電圧信号とを比較して前記ＰＷＭ信号のデューティを決定する方式が前記所定の制御量決定方式であり、
   前記比較回路が、前記微分回路から出力される立ち上がった出力電圧と前記三角波の電圧信号とを比較して前記ＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が前記第２動作であり、
   前記比較回路が、前記微分回路から前記立ち上がった出力電圧の後に出力される次第に減少する出力電圧と前記三角波の電圧信号とを比較して前記ＰＷＭ信号のデューティを決定する動作が前記第３動作である
   請求項２に記載の車載用のＤＣＤＣコンバータ。

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