CN113364377A - 一种永磁同步电机自抗扰位置伺服控制方法 - Google Patents

一种永磁同步电机自抗扰位置伺服控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于改进扩张状态观测器的自抗扰控制方法，针对传统永磁同步电机位置伺服***中存在的跟踪误差大，抗干扰能力差，鲁棒性差，响应速度慢等缺陷，首先，通过在扩张状态观测器中引入速度作为输入量，获得对二阶状态变量更优的观测效果；其次，通过引入有限时间状态观测器，使得状态观测器不仅具有传统扩张状态观测器能够观测扰动的特点，还具有了有限时间状态观测器可以在有限时间收敛的优点。与传统的位置‑速度‑电流三闭环控制方法相比，本发明具有跟踪误差小，抗干扰能力强，可以跟随更高频率的位置信号的优点，提高了永磁同步电机位置伺服***的性能。

Description

一种永磁同步电机自抗扰位置伺服控制方法
技术领域
本发明涉及永磁同步电机的控制技术领域，尤其涉及一种基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法。
背景技术
近年来，随着电力电子技术、现代控制理论等领域取得进步，电机的位置伺服性能也得到了进一步的提高，这使得伺服电机在各个领域得到广泛应用。永磁同步电机由于其效率高、可靠性高、功率密度大以及易于控制等优点被广泛应用于伺服驱动中。传统的永磁同步电机位置伺服***采用矢量控制方法，具体包括位置环、速度环和电流环三闭环控制，位置环往往采用比例控制，速度环和电流环采用比例积分控制，但永磁同步电机是一个多变量、高耦合、非线性的高阶***，传统比例积分控制方法存在响应速度慢，超调大，控制性能不佳等缺点，无法满足现代社会对位置伺服***逐渐提高的高精度、高响应要求。
自抗扰控制可以通过对***的内扰和外扰进行估计，来实现对信号的补偿，将***整定为积分串联***。这种方法对模型依赖程度低，鲁棒性强，得到了广泛的应用。
自抗扰控制也存在着诸多缺点，限制了它在工程上的应用。由于扩张状态观测器是自抗扰控制的核心环节，降低扩张状态观测器的参数数量，提高其对***输入的跟踪精度，加快状态收敛速度成为当前自抗扰控制方法研究的主要方向。
发明内容
本发明的目的旨在克服现有方法的不足，提出一种基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法，通过构建改进二阶自抗扰控制器取代传统三环控制方法中的位置环和速度环，实现减小跟踪误差，提高抗干扰能力，跟随更高频率的位置信号的目的，提高位置伺服***的性能。
本发明提出的一种永磁同步电机位置伺服控制方法，其特征在于，该方法是基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法，包括以下步骤：
步骤一，对永磁同步电机的信号进行采样和解算，利用与永磁同步电机转子同轴相连的绝对位置编码器采样和解算得到永磁同步电机转子位置机械角度θ、永磁同步电机转子位置电角度θe和永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000011
利用无接触式霍尔电流传感器对永磁同步电机A、B和C三相定子电流iA、iB和iC进行采样；
步骤二，将步骤一中采样得到的永磁同步电机A、B和C三相定子电流信号iA、iB和iC通过Clark变化得到二相αβ静止坐标系下的α轴电流iα和β轴电流iβ，并将α轴电流iα和β轴电流iβ通过Park正变化得到dq同步旋转坐标系下的直轴电流id和交轴电流iq；
步骤三，将外部给定的位置指令θ*输入到微分***中，经过微分***输出永磁同步电机转子位置参考信号θref和永磁同步电机转子速度参考信号
Figure BSA0000235517680000021
步骤四，将步骤三中得到的永磁同步电机转子位置参考信号θref和永磁同步电机转子速度参考信号
Figure BSA0000235517680000022
分别与经过改进扩张状态观测器得到的永磁同步电机转子位置观测信号Z1和永磁同步电机转子速度观测信号Z2作差，得到转子位置误差信号e1和转子速度误差信号e2，再将转子位置误差信号e1和转子速度误差信号e2输入到非线性反馈环节，由非线性反馈环节得到不考虑***总扰动误差影响的交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000023
步骤五，将步骤一中得到的永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000024
永磁同步电机转子机械角度θ和交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000025
输入到改进扩张状态观测器中，由改进扩张状态观测器得到永磁同步电机转子位置观测信号Z1、永磁同步电机转子速度观测信号Z2以及总扰动误差估计值Z3，改进扩张状态观测器的表达式为：
Figure BSA0000235517680000026
式(1)中，ε1为永磁同步电机转子机械角度观测值Z1与永磁同步电机转子机械角度θ的误差，ε2为永磁同步电机转子机械角速度观测值Z2与永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000027
的误差，sign(·)为符号函数，β01、β02、β03和β04为***的增益系数，h为采样周期，a为非线性系数，在本方法中a取分数，b0为改进扩张状态观测器补偿系数；
在本方法中，Z3包含未建模误差、参数误差、外界干扰等因素对电机负载转矩造成的影响；
在本方法中，改进扩张状态观测器补偿系数b0按下式求取；
Figure BSA0000235517680000028
式(2)中，pn为永磁同步电机极对数，ψf为永磁磁链，J为电机端***集总转动惯量，R为电机定子相绕组电阻；步骤六，根据步骤五中得到的总扰动误差估计值Z3计算得到考虑总扰动误差影响的修正电流
Figure BSA0000235517680000029
步骤七，根据步骤四中得到的不考虑***总扰动误差影响的交轴电流参考信号
Figure BSA00002355176800000210
和步骤六中得到的考虑总扰动误差影响的修正电流
Figure BSA00002355176800000211
计算得到交轴电流参考信号
Figure BSA00002355176800000212
步骤八，将步骤七中的交轴电流参考信号
Figure BSA00002355176800000213
与步骤二中得到的交轴电流iq进行比较，即求取交轴电流参考信号
Figure BSA00002355176800000214
与交轴电流iq的差值，所得到的差值输入到具有比例积分(PI)调节特性的电流控制器中，经电流控制器调节后得到交轴参考电压
Figure BSA0000235517680000031
取直轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000032
为0，将直轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000033
与步骤二中得到的直轴电流id进行比较，即求取直轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000034
与直轴电流id的差值，所得到的差值输入到具有比例积分(PI)调节特性的电流控制器中，经电流控制器调节后得到直轴参考电压
Figure BSA0000235517680000035
步骤九，将步骤八中得到的交轴参考电压
Figure BSA0000235517680000036
和直轴参考电压
Figure BSA0000235517680000037
经过Park逆变换得到定子二相αβ静止坐标系下的α轴参考电压
Figure BSA0000235517680000038
和β轴参考电压
Figure BSA0000235517680000039
步骤十，由定子二相αβ静止坐标系下的α轴参考电压
Figure BSA00002355176800000310
和β轴参考电压
Figure BSA00002355176800000311
在SVPWM脉冲生成器中完成SVPWM脉冲宽度计算，生成SVPWM脉冲；
步骤十一，将步骤十中生成的SVPWM脉冲输入到逆变器中，控制逆变器为永磁同步电机提供相应的SVPWM脉宽调制电压，永磁同步电机的运动趋势随之改变，永磁同步电机位置伺服控制得以实现。与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明通过在扩张状态观测器中引入电机机械速度
Figure BSA00002355176800000312
作为输入量，使得速度信号得到更好的跟随效果，提高了扩张状态观测器的观测效果。
(2)本发明将传统扩张状态观测器与有限时间控制器相结合，在观测器中引入分数项，使控制器具备了在有限时间收敛的特点，使得控制器具有更好的鲁棒性和抗干扰性。
(3)本发明优化扩张状态观测器的参数设计，提供了可行的参数整定方法，降低了参数整定的复杂程度，使得其具备更高的实际应用价值。
(4)本发明通过对扩张状态观测器的一系列改进，减少了电机位置信号的跟踪误差，增加了控制器的带宽，使得***可以跟踪更高频率的电机位置信号，提高了永磁同步电机位置伺服***的控制效果。
附图说明
图1是基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法的控制***框图；
图2是微分***的程序框图；
图3是非线性反馈环节的程序框图；
图4是本文提出的改进扩张状态观测器的程序框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
本实施例基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法是在一般的永磁同步电机数字控制驱动***所具有的硬件基础上实现的。最基本的硬件包括数字信号处理器、无接触式霍尔电流传感器、绝对位置编码器(Encorder)、逆变器、直流电源(UDC)和永磁同步电机(PMSM)。***控制算法是在数字信号处理器中完成的。
实现本发明基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法的控制***框图如图1所示。本发明的具体实施是通过离散控制算法实现的，是依靠数字信号处理器执行完成的。
首先，对永磁同步电机的信号进行采样和解算。利用与永磁同步电机同轴相连的绝对位置编码器采样和解算得到永磁同步电机转子位置机械角度θ(k)、永磁同步电机转子位置电角度θe(k)和永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000041
然后，利用无接触式霍尔电流传感器对永磁同步电机第k个运算周期A、B和C相三相定子电流iA(k)、iB(k)和iC(k)进行采样。
再将采样得到的永磁同步电机第k个运算周期A、B和C相三相定子电流信号iA(k)、iB(k)和iC(k)通过Clark变化得到二相αβ静止坐标系下的α轴电流iα(k)和β轴电流iβ(k)，具体的坐标变化表达式为：
Figure BSA0000235517680000042
再将二相αβ静止坐标系下α轴电流iα(k)和β轴电流iβ(k)通过Park正变化得到dq同步旋转坐标系下的直轴电流id(k)和交轴电流iq(k)，具体的坐标变化表达式为：
Figure BSA0000235517680000043
由于测量信号通常会引入一系列噪声，导致信号存在误差，微分计算会进一步加大噪声影响。
因此，采用微分***(TD)实现对测量信号和微分信号跟踪，减小噪声污染，同时在保证***快速响应的前提下，减小跟踪信号超调。
于是，将电机位置指令θ*(k)输入到微分***中，经过微分***输出永磁同步电机位置参考信号θref(k)和永磁同步电机速度参考信号
Figure BSA0000235517680000044
微分***的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000045
式(5)中，r为控制量可取的最大值；h为采样周期；当令x1＝θref(k)-θ*，
Figure BSA0000235517680000046
时，fhan(x1，x2，r，h)为离散最速控制综合函数；离散最速控制综合函数的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000051
式(6)中，a、a0、a1、a2、d、sa、sg和g都是中间变量；sign(·)为符号函数。
随后，将得到的永磁同步电机位置参考信号θref(k)和永磁同步电机速度参考信号
Figure BSA0000235517680000052
与经过改进扩张状态观测器得到的永磁同步电机位置观测信号Z1(k)和永磁同步电机速度观测信号Z2(k)作差，得到位置误差信号e1(k)和速度的误差信号e2(k)。
Figure BSA0000235517680000053
为使控制***能够更好的缓解超调量和快速响应之间的矛盾，本发明拟采用非线性反馈环节(NLSEF)。
非线性误差反馈环节在传统控制基础上引入非线性控制，该方法鲁棒性强，能够提高***的动态性能。
将位置误差信号e1(k)和速度的误差信号e2(k)输入到非线性反馈环节得到不考虑***总扰动误差影响的交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000054
非线性反馈环节的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000055
式(8)中β1、β2为***的增益系数。a1和a2为***的非线性系数；fal(·)为一种快速最优控制综合函数，其数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000056
为使得本发明中的位置伺服***得到更好的位置跟踪效果，本发明设计了一种改进扩张状态观测器(FT-ESO)，改进状态观测器原理如下：
对于一个***，可写成二阶动力学方程：
Figure BSA0000235517680000061
式(10)中，y为***的输出；y(t)为输出g的各阶导数；u为***的输入；b为常量，表示输入对输出的作用；w(t)为外部扰动；f[g(t)，w(t)，t]表示了***总扰动；
将***状态表示为x1＝y，
Figure BSA0000235517680000062
则式(10)的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000063
式(11)中，H(t)为f[g(t)，w(t)，t]的导数。
令观测器状态为Z1(k)、Z2(k)和Z3(k)，得到离散形式的传统的二阶扩张状态观测器的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000064
式(12)中，ε(k)为误差；Z3(k)为总扰动误差估计值；b为扩张状态观测器补偿系数。
永磁同步电机在dq坐标系下角度、转速、转矩、电流和电压方程为：
Figure BSA0000235517680000065
式(19)中，θ为转子机械角度；ω为转子机械角速度；J为电机端***集总转动惯量；B为摩擦系数；pn为永磁同步电机极对数；Te为电磁转矩；TL为负载转矩；ψf为永磁体磁链；uq和ud分别是交电压和直轴电压；iq和id分别是交轴电流和直轴电流；Lq和Ld分别是交轴电感和直轴电感；R为定子相绕组电阻。
使用id＝0控制，可以得到
Figure BSA0000235517680000071
由式(14)可以得到
Figure BSA0000235517680000072
式(15)中，iq0为未考虑***总扰动时的交轴电流；iq1为考虑***总扰动的修正电流。
由式(15)可知，状态变量为磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000073
和永磁同步电机转子机械角度θ，令x1＝θ，
Figure BSA0000235517680000074
对***进行扩张，得到适用于本***的传统二阶扩张状态观测器，其数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000075
其中，Z1(k)为第k个运算周期的永磁同步电机转子位置机械角度θ(k)的观测值；Z2(k)为第k个运算周期的永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000076
的观测值；Z3(k)为第k个运算周期的总扰动误差估计值，本***中Z3(k)包含未建模误差、参数误差、外界干扰等因素对电机负载转矩造成的影响，ε(k)为第k个运算周期永磁同步电机转子位置机械角度观测值Z1(k)与第k个运算周期永磁同步电机转子位置机械角度θ(k)的误差；
Figure BSA0000235517680000077
为第k个运算周期的交轴电流参考信号。
在本方法中b0的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000078
对于本***，
Figure BSA0000235517680000081
有实际意义，即为永磁同步电机转子机械角速度；同时微分***得到的
Figure BSA0000235517680000082
也是根据转速的物理含义得到的，因此速度量应该得到严格的跟随。为得到速度量的更优跟踪情况，引入速度观测量的误差进入扩张状态观测器中，改写扩张状态观测器的离散形式，其离散形式的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000083
式(18)中，ε1(k)和为第k个运算周期永磁同步电机转子位置机械角度观测值Z1(k)与第k个运算周期永磁同步电机转子位置机械角度θ(k)的误差；ε2(k)为第k个运算周期永磁同步电机转子机械角速度观测值Z2(k)与第k个运算周期永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000084
的误差。
由于状态收敛速度和精度是评价一个控制***好坏的重要指标，而有限时间控制能够在有限时间内将***从初始状态收敛到目标状态。本发明在传统扩张状态观测器中引入有限时间观测器，使控制器具备在有限时间收敛的特点，具有更好的鲁棒性和抗干扰性。
有限时间控制的特征为具备分数项，改写张状态观测器(FT-ESO)的离散形式的离散形式的数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000085
式(19)中，a在本发明中取分数。
式(19)与式(18)相比减少了***参数数目，降低了***参数整定难度。
之后，将永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA0000235517680000086
永磁同步电机转子机位置械角度θ(k)和上个周期存入寄存器的交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000087
输入到改进扩张状态观测器中，得到永磁同步电机转子位置观测信号Z1(k)和永磁同步电机转子速度观测信号Z2(k)，以及总扰动误差估计值Z3(k)。
再根据总扰动误差估计值Z3(k)计算得到考虑总扰动误差影响的修正电流
Figure BSA0000235517680000088
其数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000091
根据式(15)可知，交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000092
数学表达式为：
Figure BSA0000235517680000093
然后，将
Figure BSA0000235517680000094
存入寄存器中，下一个周期输入到改进扩张状态观测器中。
接着，将式(21)中的交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000095
与经过坐标变换模块得到的交轴电流iq(k)进行比较，即求取交轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000096
与交轴电流iq(k)的差值，所得到的差值输入到电流环PI控制器中得到交轴参考电压
Figure BSA0000235517680000097
取直轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000098
为0，将直轴电流参考信号
Figure BSA0000235517680000099
与经过坐标变换模块得到的直轴电流id(k)进行比较，即求取直轴电流参考信号
Figure BSA00002355176800000910
与直轴电流id(k)的差值，所得到的差值输入到电流环PI控制器中得到直轴参考电压
Figure BSA00002355176800000911
之后，将得到的交轴参考电压
Figure BSA00002355176800000912
和直轴参考电压
Figure BSA00002355176800000913
经过Park逆变换得到定子二相静止αβ坐标系下的α轴参考电压
Figure BSA00002355176800000914
和β轴参考电压
Figure BSA00002355176800000915
具体的坐标变化表达式为：
Figure BSA00002355176800000916
再由定子二相静止αβ坐标系下的α轴参考电压
Figure BSA00002355176800000917
和β轴参考电压
Figure BSA00002355176800000918
在SVPWM脉冲生成器中完成SVPWM脉冲宽度计算，生成SVPWM脉冲。
最后，将生成的SVPWM脉冲输入到逆变器中，控制逆变器为永磁同步电机提供相应的SVPWM脉宽调制电压，永磁同步电机的运动趋势随之改变，永磁同步电机位置伺服控制得以实现。
本发明通过在扩张状态观测器中引入永磁同步电机转子机械角速度
Figure BSA00002355176800000919
作为输入量，使得速度信号得到更好的跟随效果；将传统扩张状态观测器与有限时间控制器相结合，在观测器中引入分数项，使控制器具备了在有限时间收敛的特点，使得控制器具有更好的鲁棒性和抗干扰性；通过优化扩张状态观测器的参数设计，提供了可行的参数整定方法，降低了参数整定的复杂程度，使得自抗扰控制具备更高的实际应用价值；减少了电机位置信号的跟踪误差，增加了控制器的带宽，使得***可以跟踪更高频率的电机位置信号，提高了永磁同步电机位置伺服***的控制效果。
以上实施例显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。所属领域的普通技术人员应当理解：以上实施例的讨论仅为实例性的。因此，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种永磁同步电机位置伺服控制方法，其特征在于，该方法是基于改进扩张状态观测器的自抗扰位置伺服控制方法，包括以下步骤：
步骤一，对永磁同步电机的信号进行采样和解算，利用与永磁同步电机转子同轴相连的绝对位置编码器采样和解算得到永磁同步电机转子位置机械角度θ、永磁同步电机转子位置电角度θe和永磁同步电机转子机械角速度
Figure FSA0000235517670000011
利用无接触式霍尔电流传感器对永磁同步电机A、B和C三相定子电流iA、iB和iC进行采样；
步骤二，将步骤一中采样得到的永磁同步电机A、B和C三相定子电流信号iA、iB和iC通过Clark变化得到二相αβ静止坐标系下的α轴电流iα和β轴电流iβ，并将α轴电流iα和β轴电流iβ通过Park正变化得到dq同步旋转坐标系下的直轴电流id和交轴电流iq；
步骤三，将外部给定的位置指令θ*输入到微分***中，经过微分***输出永磁同步电机转子位置参考信号θref和永磁同步电机转子速度参考信号
Figure FSA0000235517670000012
步骤四，将步骤三中得到的永磁同步电机转子位置参考信号θref和永磁同步电机转子速度参考信号
Figure FSA0000235517670000013
分别与经过改进扩张状态观测器得到的永磁同步电机转子位置观测信号Z1和永磁同步电机转子速度观测信号Z2作差，得到转子位置误差信号e1和转子速度误差信号e2，再将转子位置误差信号e1和转子速度误差信号e2输入到非线性反馈环节，由非线性反馈环节得到不考虑***总扰动误差影响的交轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000014
步骤五，将步骤一中得到的永磁同步电机转子机械角速度
Figure FSA0000235517670000015
永磁同步电机转子机械角度θ和交轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000016
输入到改进扩张状态观测器中，由改进扩张状态观测器得到永磁同步电机转子位置观测信号Z1、永磁同步电机转子速度观测信号Z2以及总扰动误差估计值Z3，改进扩张状态观测器的表达式为：
Figure FSA0000235517670000017
式(1)中，ε1为永磁同步电机转子机械角度观测值Z1与永磁同步电机转子机械角度θ的误差，ε2为永磁同步电机转子机械角速度观测值Z2与永磁同步电机转子机械角速度
Figure FSA0000235517670000018
的误差，sign(·)为符号函数，β01、β02、β03和β04为***的增益系数，h为采样周期，a为非线性系数，在本方法中a取分数，b0为改进扩张状态观测器补偿系数；
在本方法中，Z3包含未建模误差、参数误差、外界干扰等因素对电机负载转矩造成的影响；
在本方法中，改进扩张状态观测器补偿系数b0按下式求取；
Figure FSA0000235517670000021
式(2)中，pn为永磁同步电机极对数，ψf为永磁磁链，J为电机端***集总转动惯量，R为电机定子相绕组电阻；
步骤六，根据步骤五中得到的总扰动误差估计值Z3计算得到考虑总扰动误差影响的修正电流
Figure FSA0000235517670000022
步骤七，根据步骤四中得到的不考虑***总扰动误差影响的交轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000023
和步骤六中得到的考虑总扰动误差影响的修正电流
Figure FSA0000235517670000024
计算得到交轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000025
步骤八，将步骤七中的交轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000026
与步骤二中得到的交轴电流iq进行比较，即求取交轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000027
与交轴电流iq的差值，所得到的差值输入到具有比例积分(PI)调节特性的电流控制器中，经电流控制器调节后得到交轴参考电压
Figure FSA0000235517670000028
取直轴电流参考信号
Figure FSA0000235517670000029
为0，将直轴电流参考信号
Figure FSA00002355176700000210
与步骤二中得到的直轴电流id进行比较，即求取直轴电流参考信号
Figure FSA00002355176700000211
与直轴电流id的差值，所得到的差值输入到具有比例积分(PI)调节特性的电流控制器中，经电流控制器调节后得到直轴参考电压
Figure FSA00002355176700000212
步骤九，将步骤八中得到的交轴参考电压
Figure FSA00002355176700000213
和直轴参考电压
Figure FSA00002355176700000214
经过Park逆变换得到定子二相αβ静止坐标系下的α轴参考电压
Figure FSA00002355176700000215
和β轴参考电压
Figure FSA00002355176700000216
步骤十，由定子二相αβ静止坐标系下的α轴参考电压
Figure FSA00002355176700000217
和β轴参考电压
Figure FSA00002355176700000218
在SVPWM脉冲生成器中完成SVPWM脉冲宽度计算，生成SVPWM脉冲；
步骤十一，将步骤十中生成的SVPWM脉冲输入到逆变器中，控制逆变器为永磁同步电机提供相应的SVPWM脉宽调制电压，永磁同步电机的运动趋势随之改变，永磁同步电机位置伺服控制得以实现。
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