CN113242200B - 基于4fsk信号软解调的动态计算最优判决门限的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法,包括:对接收的I、Q数据计算瞬时频率;将瞬时频率传送至低通滤波器;基于Gardner环定时同步,计算最佳采样点和最佳采样值x;对最佳采样值x归一化处理后求概率分布,从采样值的4峰值中选择low_gate、up_gate,并和0一起作为判决门限,对采样值进行判决输出对应的比特流。本发明利用无线监测设备采集的4FSK信号的I、Q基带数据,采用非相干解调,通过动态计算最优判决门限,可以使得输出的比特流的误比特率最低。
Description
技术领域
本发明涉及无线电监测技术领域,具体的说,是一种基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法。
背景技术
4FSK信号在基带传输***中,由于接收信号的电平平稳,抽样判决时采用的判决门限是固定门限方法。而在无线电监测领域,无线监测机接收到的4FSK信号电平有起伏,若直接固定判决门限,将会引起较大的误码。所以在无线电监测领域,一般都采用动态调整判决门限的方法对4FSK信号进行判决,输出相应的比特流。在4FSK信号软解调中,常用的方法为:根据归一化后的采样值,将采样值进行从小到大进行排序,分别计算最小的一段数据的均值mean_min,和最大的一段数据的均值mean_max。4FSK信号的判决门限有3个,分别记为low_gate,up_gate和0。难点在于确定low_gate和up_gate的值,不同的算法有不同计算方法,效果也不相同。其中:
delta=mean_max-mean_min
low_gate=mean_min+delta/4
up_gate=mean_max-delta/4
这种计算方法,当信道是加性高斯白噪声情况下,可以得到最优的门限。但是在实际的无线信道中,存在多径、衰落等各种复杂的情况,且信道不是加性高斯白噪声情况,输出的比特流的误比特率较高,性能会有损失。
发明内容
本发明的目的在于提供基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法,用于解决信道不是加性高斯白噪声情况下传统的计算最优判决门限的方法输出的比特流的误比特率较高的问题。
本发明通过下述技术方案解决上述问题:
基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法,包括:
步骤S1:对接收的I、Q数据计算瞬时频率;
步骤S2:将瞬时频率传送至低通滤波器;
步骤S3:基于Gardner环定时同步,计算最佳采样点和最佳采样值;
步骤S4:对最佳采样值进行归一化处理后得到采样值x,计算采样值的概率分布,将采样值的概率分布的4个峰值分别记作peak_1、peak_2、peak_3和peak_4,分别对应4FSK信号的4个输出电平;
4FSK信号的3个判决门限分别记为low_gate、up_gate和0,其中:
low_gate=min[peak_1:peak_2]
up_gate=min[peak_3:peak_4]
根据3个判决门限以及采样值x,输出对应的比特流:
若x≤low_gate,输出0;
若low_gate≤x<0,输出1;
若0≤x<up_gate,输出2;
若x>up_gate,输出3。
所述步骤S1具体为:
步骤S11:信号s(n)的表达式如下:
其中,A0为信号幅度,g(n-m)为幅度为1、宽度为码元传输速率倒数的矩形脉冲门函数,ωc为载波频率,n为信号序号,m为采样时刻序号,Δω为载波角频率间隔,am为输入的码元,am=0,1,2,3;
步骤S12:对信号s(n)进行正交分解,得到同相分量XI(n)和正交分量XQ(n):
步骤S13:计算瞬时频率f(n):
其中,φ'(n)为对相位φ(n)求导数。
所述步骤S3具体包括:
基于Gardner定时同步环路,采用独立的采样时钟源,通过内插滤波的定时恢复算法得到最佳采样点;其中内插滤波的定时恢复算法包括内插滤波器和内插滤波控制算法,内插滤波控制算法包括定时误差检测、环路滤波器和数控振荡器,用于向内插滤波器提供插值相位和插值输出时各个信号的权值;内插滤波器,用于根据输入的信号,通过插值算法获得最佳内插时刻的采样值信号,内插时刻由数控振荡器控制产生。
本发明与现有技术相比,具有以下优点及有益效果:
(1)本发明利用无线监测设备采集的4FSK信号的I、Q基带数据,采用非相干解调,通过动态计算最优判决门限,可以使得输出的比特流的误比特率最低。
(2)本发明比传统的方法性能更优,信噪比大于28db时,误比特率优于1e-3。
(3)本发明计算得到的瞬时频率信号经过低通滤波后进行定时同步抽取,降低了采样率,减轻解调处理的计算负担。
附图说明
图1为本发明的流程图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明,但本发明的实施方式不限于此。
实施例:
结合附图1所示,基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法,包括:
步骤S1:对接收的I、Q数据计算瞬时频率;具体包括:
步骤S11:信号s(n)的表达式如下:
其中,A0为信号幅度,g(n-m)为幅度为1,宽度为码元传输速率倒数的矩形脉冲门函数,ωc为载波频率,n为信号序号,m为采样时刻序号,Δω为载波角频率间隔,am为输入的码元,am=0,1,2,3;
步骤S12:对信号s(n)进行正交分解,得到同相分量XI(n)和正交分量XQ(n):
步骤S13:计算瞬时频率f(n):
其中,φ'(n)为对相位φ(n)求导数。
步骤S2:将瞬时频率传送至低通滤波器;实现对瞬时频率信号低通滤波,同时降低采样率,减轻解调处理的计算负担;
步骤S3:基于Gardner环定时同步,计算最佳采样点和最佳采样值;
基于Gardner定时同步环路,采用独立的采样时钟源,通过内插滤波的定时恢复算法得到最佳采样点;其中内插滤波的定时恢复算法包括内插滤波器和内插滤波控制算法,内插滤波控制算法用于向内插滤波器提供插值相位和插值输出时各个信号的权值,包括定时误差检测、环路滤波器和数控振荡器,定时误差检测器检测本地时钟采样时刻与最佳采样时刻之间的相位差,检测出的相位差经环路滤波器滤波后,送数控振荡器产生下一个内插时刻;内插滤波器,用于根据输入的信号,通过插值算法获得最佳内插时刻的采样值信号。为实现正常解调,需要抽样值位于码元“中点”,即判决点和码元转换点。因此,我们只要知道定时相位误差,就可以计算出最佳判决点的采样值,从而实现码元同步。
步骤S4:对最佳采样值进行归一化处理(大小在-0.5至0.5之间)后得到采样值,计算采样值x的概率分布,
假设采样值y_sample的个数为N,将-0.5至0.5区间区分为M段,p(j)为采样值在1至M段中的个数。low_point=-0.5。
得到采样值的概率分布p(j)。
4FSK信号的采样值的概率分布p(j)的有4个峰值,从-0.5至0.5,分别记作peak_1、peak_2、peak_3和peak_4,分别对应4FSK信号的4个输出电平;
4FSK信号的3个判决门限分别记为low_gate、up_gate和0,其中:
low_gate=min[peak_1:peak_2]
up_gate=min[peak_3:peak_4]
根据3个判决门限以及采样值x,输出对应的比特流:
若x≤low_gate,输出0;
若low_gate≤x<0,输出1;
若0≤x<up_gate,输出2;
若x>up_gate,输出3。
输出的4FSK比特流,其误码率性能优于常用的4FSK软解调性能。如下表所示,信噪比大于28db时,误比特率优于1e-3。
尽管这里参照本发明的解释性实施例对本发明进行了描述,上述实施例仅为本发明较佳的实施方式,本发明的实施方式并不受上述实施例的限制,应该理解,本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式,这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。
Claims (3)
1.基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法,其特征在于,应用于不是加性高斯白噪声信道,方法包括:
步骤S1:对接收的I、Q数据计算瞬时频率;
步骤S2:将瞬时频率传送至低通滤波器;
步骤S3:基于Gardner环定时同步,计算最佳采样点和最佳采样值;
步骤S4:最优门限计算:
对最佳采样值进行归一化处理后得到采样值x,计算采样值的概率分布,将采样值的概率分布的4个峰值,从-0.5至0.5,分别记作peak_1、peak_2、peak_3和peak_4,分别对应4FSK信号的4个输出电平;
4FSK信号的3个判决门限分别记为low_gate、up_gate和0,其中:
根据3个判决门限以及采样值x,输出对应的比特流:
若x≤low_gate,输出0;
若low_gate≤x<0,输出1;
若0≤x<up_gate,输出2;
若x>up_gate,输出3。
3.根据权利要求1所述的基于4FSK信号软解调的动态计算最优判决门限的方法,其特征在于,所述步骤S3具体包括:
基于Gardner定时同步环路,采用独立的采样时钟源,通过内插滤波的定时恢复算法得到最佳采样点;其中内插滤波的定时恢复算法包括内插滤波器和内插滤波控制算法,内插滤波控制算法包括定时误差检测、环路滤波器和数控振荡器,用于向内插滤波器提供插值相位和插值输出时各个信号的权值;内插滤波器,用于根据输入的信号,通过插值算法获得最佳内插时刻的采样值信号,内插时刻由数控振荡器控制产生。
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