CN113113933B - 一种弱电网lcl逆变器有源阻尼控制方法及*** - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法及***，涉及并网逆变器技术领域，其技术方案要点是：将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到***开环波德图；提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并选取最优的相位裕度补偿系数；将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制。本发明提高了***并网时的相位裕度，减少了高精度传感器的使用，具有良好的鲁棒性和动态响应能力。

Description

一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法及***
技术领域
本发明涉及并网逆变器技术领域，更具体地说，它涉及一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法及***。
背景技术
随着化石能源的日益短缺，开发可再生清洁能源已成为当前能源发展的重点。并网逆变器作为清洁能源发电***与电网之间的连接枢纽，发挥着重要作用。与L滤波器相比，LCL滤波器具有体积小，衰减能力强的优点，使其广泛用于并网逆变器中。然而，LCL滤波器是一个三阶***，如果没有一定的阻尼策略，它将引起***的谐振问题，甚至使***不稳定。
LCL滤波器的阻尼方法可分为有源阻尼和无源阻尼。无源阻尼具有出色的阻尼效果，但会造成较大的损耗，尤其是在轻载条件下。在有源阻尼中，使用某些变量的反馈来提供***阻尼，例如电容性电流反馈、逆变器侧电流反馈（ICF）、电网侧电流反馈、电流预测控制、滤波电容器的电压等。目前，已有文献记载控制***上的公共耦合电压前馈点（GVF）的方法，GVF可以防止启动过程中的大浪涌电流，减少电网干扰，提高***的动态性能。研究发现，在电网薄弱的情况下使用公共耦合点（PCC）电压前馈方案不仅可以提高谐波抑制能力，而且还可以通过前馈控制引入额外的电网侧电流正反馈，有助于LCL滤波器的谐波抑制。
而在某些特定的高阶循环中，通常采用高通滤波（HPF）等效，从而减少了传感器的数量。已有文献提出了具有单个电网电流反馈回路的HPF有源阻尼技术，使用了HPF和GVF的电网侧电流反馈有源阻尼。但是没有考虑到大范围电网阻抗变化的不利影响。此外，有文献在电容器电压前馈（CVF）环路中增加了一个简单的HPF，有效地降低了由ICF控制的电网电压的低频谐波污染，但是参数设置很复杂。因此，研究设计一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法及***是我们目前急需解决的问题。
发明内容
为解决现有技术中的不足，本发明的目的是提供一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法及***。
本发明的上述技术目的是通过以下技术方案得以实现的：
第一方面，提供了一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，包括以下步骤：
采集并网点的电压信号；
将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；
将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到不同相位裕度补偿系数控制下的***开环波德图；
提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并以分布情况所反映的弱电网稳定性能和动态响应最优情况下对应的相位裕度补偿系数作为最优的相位裕度补偿系数；
将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；
将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制。
进一步的，所述最优的相位裕度补偿系数分析过程具体为：
通过变换映射关系对开环截止频率、相位裕度进行变换处理；
以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的开环截止频率为纵坐标建立第一拟合曲线；
以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的相位裕度为纵坐标建立第二拟合曲线；
选取第一拟合曲线、第二拟合曲线的交点作为最优的相位裕度补偿系数。
进一步的，所述开环截止频率与相位裕度的分布情况处理过程具体为：
提取***开环波德图中不同相位裕度补偿系数对应的开环截止频率，得到开环截止频率集，并根据开环截止频率集中的最大值、最小值建立开环截止频率范围；
选取同时符合标准相位裕度范围、开环截止频率范围的相位裕度补偿系数，得到分布情况。
进一步的，所述标准相位裕度范围为20°-55°。
进一步的，所述有源阻尼参数的计算过程具体为：
Figure 1191DEST_PATH_IMAGE001
其中，
Figure 627344DEST_PATH_IMAGE002
为有源阻尼参数；
Figure 280042DEST_PATH_IMAGE003
为高通滤波器的增益系数；
Figure 181002DEST_PATH_IMAGE004
为高通滤波器的截止带宽；S为时间域。
进一步的，所述超前相位补偿信号的计算过程具体为：
Figure 337177DEST_PATH_IMAGE005
其中，
Figure 416123DEST_PATH_IMAGE006
为超前相位补偿信号；
Figure 290538DEST_PATH_IMAGE007
为最优的相位裕度补偿系数。
进一步的，所述高通滤波器的增益系数具体计算过程为：
Figure 729609DEST_PATH_IMAGE008
其中，m为常数，取值为[0.6,6]；L1为逆变器侧的滤波电感；L2为电网侧的滤波电感；Lg为电网阻抗；KPWM为PWM逆变器的传递函数，表示为Udc/Utri，Utri为三角载波幅度，Udc为新能源发电的直流母线电压。
进一步的，所述高通滤波器的截止带宽计算过程具体为：
Figure 5870DEST_PATH_IMAGE009
其中，C为滤波电容；
Figure 504984DEST_PATH_IMAGE010
为阻尼因子。
第二方面，提供了一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制***，包括：
数据获取模块，用于采集并网点的电压信号；
参数计算模块，用于将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；
模拟计算模块，用于将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到不同相位裕度补偿系数控制下的***开环波德图；
系数分析模块，用于提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并以分布情况所反映的弱电网稳定性能和动态响应最优情况下对应的相位裕度补偿系数作为最优的相位裕度补偿系数；
数据融合模块，用于将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；
信号叠加模块，用于将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制。
进一步的，所述系数分析模块包括：
映射单元，用于通过变换映射关系对开环截止频率、相位裕度进行变换处理；
第一拟合单元，用于以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的开环截止频率为纵坐标建立第一拟合曲线；
第二拟合单元，用于以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的相位裕度为纵坐标建立第二拟合曲线；
曲线处理单元，用于选取第一拟合曲线、第二拟合曲线的交点作为最优的相位裕度补偿系数。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：本发明针对弱电网环境下的并网LCL滤波器逆变器，提出了一种基于并网点电压反馈的主动阻尼方法；与传统的控制方法相比，不仅改进了常用的高通滤波器，以提高***并网时的相位裕度，而且减少了高精度传感器的使用，基于并网逆变器原型的仿真与实验结果证明，该控制方法具有良好的鲁棒性和动态响应能力。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1是本发明实施例中的流程图；
图2是本发明实施例中H(s)控制策略的有源阻尼控制框图；
图3是本发明实施例中H*(s)控制策略的有源阻尼控制框图；
图4是本发明实施例中不同kc时***的开环伯德图；
图5是本发明实施例中不同Lg时***的开环伯德图；
图6是本发明实施例中最优的相位裕度补偿系数的拟合确定曲线图；
图7是本发明实施例中采用H(s)控制策略时***开环波德图；
图8是本发明实施例中采用H*(s)控制策略时***开环波德图；
图9是本发明实施例中Lg为0.6mH时两种控制策略的并网电流仿真波形；
图10是本发明实施例中Lg为2mH时两种控制策略的并网电流仿真波形；
图11是本发明实施例中Lg为4mH时两种控制策略的并网电流仿真波形；
图12是本发明实施例中Lg为4mH时两种控制策略的并网电流谐波分析图；
图13是本发明实施例中Lg为0.6mH时两种控制策略的并网电流实验波形；
图14是本发明实施例中Lg为2mH时两种控制策略的并网电流实验波形；
图15是本发明实施例中Lg为4mH时两种控制策略的并网电流实验波形；
图16是本发明实施例中Lg为4mH时两种控制策略的实验波形FFT分析图；
图17是本发明实施例中的***框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例1：一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，如图1-图3所示，包括以下步骤：
S1：采集并网点的电压信号；
S2：将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；
S3：将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到不同相位裕度补偿系数控制下的***开环波德图；
S4：提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并以分布情况所反映的弱电网稳定性能和动态响应最优情况下对应的相位裕度补偿系数作为最优的相位裕度补偿系数；
S5：将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；
S6：将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制。
如图2所示，有源阻尼参数的计算过程具体为：
Figure 866696DEST_PATH_IMAGE001
其中，
Figure 116584DEST_PATH_IMAGE002
为有源阻尼参数；
Figure 247351DEST_PATH_IMAGE003
为高通滤波器的增益系数；
Figure 917367DEST_PATH_IMAGE004
为高通滤波器的截止带宽；S为时间域。
如图3所示，超前相位补偿信号的计算过程具体为：
Figure 766374DEST_PATH_IMAGE005
其中，
Figure 281669DEST_PATH_IMAGE006
为超前相位补偿信号；
Figure 798101DEST_PATH_IMAGE007
为最优的相位裕度补偿系数。
高通滤波器的增益系数具体计算过程为：
Figure 124171DEST_PATH_IMAGE008
其中，m为常数，取值为[0.6,6]；L1为逆变器侧的滤波电感；L2为电网侧的滤波电感；Lg为电网阻抗；KPWM为PWM逆变器的传递函数，表示为Udc/Utri，Utri为三角载波幅度，Udc为新能源发电的直流母线电压。
高通滤波器的截止带宽计算过程具体为：
Figure 460475DEST_PATH_IMAGE009
其中，C为滤波电容；
Figure 779461DEST_PATH_IMAGE010
为阻尼因子，取值为0.707。
开环截止频率与相位裕度的分布情况处理过程具体为：提取***开环波德图中不同相位裕度补偿系数对应的开环截止频率，得到开环截止频率集，并根据开环截止频率集中的最大值、最小值建立开环截止频率范围；选取同时符合标准相位裕度范围、开环截止频率范围的相位裕度补偿系数，得到分布情况。
在步骤S4中，最优的相位裕度补偿系数分析过程具体为：通过变换映射关系对开环截止频率、相位裕度进行变换处理；以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的开环截止频率为纵坐标建立第一拟合曲线；以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的相位裕度为纵坐标建立第二拟合曲线；选取第一拟合曲线、第二拟合曲线的交点作为最优的相位裕度补偿系数。
在本实施例中，相位裕度补偿系数序列为{125，250，500，1000}，得到的不同kc时***的开环伯德图如图4所示。显然，随着kc的增加，***的开环相位裕度增大，但开环幅值曲线的幅值会减小，导致开环截止频率向后移动。所选取的开环截止频率为844HZ-985HZ，标准相位裕度范围选取20°-55°，则{125，250，500，1000}下分布情况均符合要求。其中，kc的初始值为125时，开环截止频率fopen为985HZ，相位裕度为21°。当kc的值取为250时，***的开环截止频率fopen为961HZ，相位裕度为32°。当kc的值取为500时，***的开环截止频率fopen为922HZ，相位裕度为42.5°。当kc的值取为1000时，***的开环截止频率fopen为851HZ，相位裕度为53°。拟合处理后的曲线图如图6所示，其交点所对应的kc值为450，所以得到最优的相位裕度补偿系数kc取值为450。需要说明的是，变换映射关系是为了方便开环截止频率、相位裕度能够建立在同一二维坐标系中而对依据开环截止频率、相位裕度进行相应纵坐标间距、取值进行调整，其受***影响而映射关系不同。
如图5所示，图5中a为不同Lg时H(s)控制策略的开环伯德图，随着电网阻抗的增大，***的稳定裕度减小，***的开环截止频率大大减小，使得多谐振控制器的谐波峰值越来越接近-180°线。如果考虑控制延迟和离散化对***的影响，***开环相位裕度可能进一步减小，谐振峰与-180°线相交，恶化***输出的并网电流的电能质量。图5中b为不同Lg时H*(s)控制策略的开环伯德图，图5中b与图5中a对比可知，当Lg=4m时，多谐振控制器最大谐振峰处的相位有所增加，避免了-180°线的过早穿越。因此，优化的控制方法H*(s)不仅保留了原有的阻尼效果，而且具有更好的相位裕度，提高了***的稳定性。
当电网阻抗Lg在[0.6mH，4mH]范围内变化时，绘制两种控制策略的***开环伯德图，如图7和图8所示。从图7中可看出，当采用H（s）控制策略时，开环***的PM变化范围为2°-38°，GM变化范围为3.3-15.6 dB，相位裕度大大降低，第7和第9共振峰提前与-180°线相交，这将导致谐振峰附近的谐波被大大放大。
相反，如图8所示，当电网阻抗Lg在[0.6mH，4mH]范围内变化时，PM的变化范围为16°-39°，GM的变化范围为2.1-15.8 dB。显然，H*(s)控制策略的PM有了很大的提高，并且Lg越大，PM的提升就越多，这解决了谐振峰与-180°线提前相交的问题。
因此，本发明设计的AD控制方法可以有效地提高电网阻抗在较大范围内变化时的***适应性，并且该方法实现起来非常简单。
一、仿真验证效果
需要说明的是，图9-图12中的（a）为H(s)控制策略下所做的仿真，图9-图12中的（b）为H*(s)控制策略下所做的仿真。
从图9中（a）和图9中（b）可以看出，当Lg=0.6mH时，两种AD控制策略都能保持***稳定。这与理论分析是一致的。然而，随着Lg的增加，如图10中（a）和图10中（b）所示，使用H(s)有源阻尼控制策略的并网电流开始出现失真，并且总谐波失真（THD）提高到5.10%。同样的，如图11中（a）所示，当电网电感lg=4mH时，使用H(s)有源阻尼控制策略的电流波形严重失真，THD增加到15.79%。电网侧电流失真的原因是9次谐波峰值提前越过了-180°线，导致9次谐波被严重放大，如图12中（a）所示。采用H*(s)有源阻尼控制策略时，并网电流保持稳定，相应的THD为1.64%，如图11中（b）和图12中（b）所示。同样的，当电网电感lg=4mH时，采用H*(s)法，电网侧电流的THD大大降低。因此，当Lg在较大范围内变化时，H*(s)控制策略具有良好的稳定性。
二、实验验证效果
本发明依据仿真模型与理论分析构建了一个9.1kW的三相并网逆变器控制平台，以验证所提出方法的实用性和有效性。逆变器的直流侧连接有可调变压器，逆变器的工作电压通过调节变压器的旋钮输出。LCL逆变器的输出侧通过继电器（SSR-3D4830A）连接到电网，并通过用C语言编写的程序判断并网时间，并发送并网信号以打开继电器实现并网。
需要说明的是，图13-图16中的（a）为H(s)控制策略下所做的实验，图13-图16中的（b）为H*(s)控制策略下所做的实验。
图13-图15是两种控制策略在不同电网阻抗下的实验波形图。从图13中（a）可以看出，当Lg=0.6mH时，采用H(s)的有源阻尼反馈策略的并网电流是稳定的，THD仅为1.53％。但是，随着Lg的增加，如图14中（a）所示，电网侧电流略有失真，THD增至4.91％。这是因为***的相位裕度降低导致谐振峰值接近-180°线。如图15中（a）所示，当Lg增大到4mH时，此时***的相位裕度已经严重不足，电网侧电流中的9次谐波被大大放大，THD增大到10.51％。如图16中（a）的FFT分析也证明了这一点。因此，使用H(s)有源阻尼反馈策略只能在较小的电网阻抗范围内保持稳定性，这与理论分析和仿真是一致的。
图13中（b）、图14中（b）和图15中（b）分别是在Lg=0.6、2、4mH下使用H*(s)有源阻尼反馈策略时并网电流的实验波形。可以看出，无论Lg=0.6mH，2mH还是4mH，并网电流I2都能保持良好的基频正弦波，I2的THD（1.88％，2.04％和2.77％）也远低于使用H(s)时的THD。如图16中（b）的FFT分析也显示了原本存在的高次谐波被大大抑制。
综上所述，本发明提出的一种弱电网环境下基于并网LCL逆变器的公共点电压反馈的改进有源阻尼方法不仅提高***并网时的相位裕度，减少了高精度传感器，还充分考虑了电网阻抗的变化，具有良好的稳定性。
实施例2：一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制***，如图17所示，包括数据获取模块、参数计算模块、模拟计算模块、系数分析模块、数据融合模块、信号叠加模块。数据获取模块，用于采集并网点的电压信号；参数计算模块，用于将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；模拟计算模块，用于将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到不同相位裕度补偿系数控制下的***开环波德图；系数分析模块，用于提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并以分布情况所反映的弱电网稳定性能和动态响应最优情况下对应的相位裕度补偿系数作为最优的相位裕度补偿系数；数据融合模块，用于将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；信号叠加模块，用于将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制。
其中，系数分析模块包括映射单元、第一拟合单元、第二拟合单元、曲线处理单元。映射单元，用于通过变换映射关系对开环截止频率、相位裕度进行变换处理；第一拟合单元，用于以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的开环截止频率为纵坐标建立第一拟合曲线；第二拟合单元，用于以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的相位裕度为纵坐标建立第二拟合曲线；曲线处理单元，用于选取第一拟合曲线、第二拟合曲线的交点作为最优的相位裕度补偿系数。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、***、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质（包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等）上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备（***）、和计算机程序产品的流程图和／或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和／或方框图中的每一流程和／或方框、以及流程图和／或方框图中的流程和／或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和／或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
以上的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，包括以下步骤：
采集并网点的电压信号；
将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；
将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到不同相位裕度补偿系数控制下的***开环波德图；
提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并以分布情况所反映的弱电网稳定性能和动态响应最优情况下对应的相位裕度补偿系数作为最优的相位裕度补偿系数；
将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；
将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制；
所述最优的相位裕度补偿系数分析过程具体为：
通过变换映射关系对开环截止频率、相位裕度进行变换处理；
以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的开环截止频率为纵坐标建立第一拟合曲线；
以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的相位裕度为纵坐标建立第二拟合曲线；
选取第一拟合曲线、第二拟合曲线的交点作为最优的相位裕度补偿系数。
2.根据权利要求1所述的一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，所述开环截止频率与相位裕度的分布情况处理过程具体为：
提取***开环波德图中不同相位裕度补偿系数对应的开环截止频率，得到开环截止频率集，并根据开环截止频率集中的最大值、最小值建立开环截止频率范围；
选取同时符合标准相位裕度范围、开环截止频率范围的相位裕度补偿系数，得到分布情况。
3.根据权利要求2所述的一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，所述标准相位裕度范围为20°-55°。
4.根据权利要求1-3任意一项所述的一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，所述有源阻尼参数的计算过程具体为：
Figure DEST_PATH_IMAGE001
其中，
Figure 974133DEST_PATH_IMAGE002
为有源阻尼参数；
Figure DEST_PATH_IMAGE003
为高通滤波器的增益系数；
Figure 625694DEST_PATH_IMAGE004
为高通滤波器的截止带宽；S为时间域。
5.根据权利要求4所述的一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，所述超前相位补偿信号的计算过程具体为：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中，
Figure 202169DEST_PATH_IMAGE006
为超前相位补偿信号；
Figure DEST_PATH_IMAGE007
为最优的相位裕度补偿系数。
6.根据权利要求4所述的一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，所述高通滤波器的增益系数具体计算过程为：
Figure 456433DEST_PATH_IMAGE008
其中，m为常数，取值为[0.6,6]；L1为逆变器侧的滤波电感；L2为电网侧的滤波电感；Lg为电网阻抗；KPWM为PWM逆变器的传递函数，表示为Udc/Utri，Utri为三角载波幅度，Udc为新能源发电的直流母线电压。
7.根据权利要求4所述的一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制方法，其特征是，所述高通滤波器的截止带宽计算过程具体为：
Figure DEST_PATH_IMAGE009
其中，C为滤波电容；
Figure 739646DEST_PATH_IMAGE010
为阻尼因子；m为常数，取值为[0.6,6]；L1为逆变器侧的滤波电感；L2为电网侧的滤波电感；Lg为电网阻抗。
8.一种弱电网LCL逆变器有源阻尼控制***，其特征是，包括：
数据获取模块，用于采集并网点的电压信号；
参数计算模块，用于将电压信号作为高通滤波补偿策略的输入，得到有源阻尼参数；
模拟计算模块，用于将有源阻尼参数、相位裕度补偿系数序列作为有源阻尼控制的输入，模拟得到不同相位裕度补偿系数控制下的***开环波德图；
系数分析模块，用于提取***开环波德图中的开环截止频率以及开环截止频率与相位裕度的分布情况，并以分布情况所反映的弱电网稳定性能和动态响应最优情况下对应的相位裕度补偿系数作为最优的相位裕度补偿系数；
数据融合模块，用于将最优的相位裕度补偿系数与有源阻尼参数融合后，得到超前相位补偿信号；
信号叠加模块，用于将超前相位补偿信号与多谐振控制器的输出信号叠加后实现LCL逆变器有源阻尼控制；
系数分析模块包括：
映射单元，用于通过变换映射关系对开环截止频率、相位裕度进行变换处理；
第一拟合单元，用于以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的开环截止频率为纵坐标建立第一拟合曲线；
第二拟合单元，用于以相位裕度补偿系数序列为横坐标、变换后的相位裕度为纵坐标建立第二拟合曲线；
曲线处理单元，用于选取第一拟合曲线、第二拟合曲线的交点作为最优的相位裕度补偿系数。
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