CN113056868A - 电动车辆的控制方法以及控制装置 - Google Patents

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Abstract

一种电动车辆的控制方法，所述电动车辆以绕组励磁型同步电机4为驱动源，所述绕组励磁型同步电机(4)具有：转子，其具有转子绕组；以及定子，其具有定子绕组，对定子绕组中流通的定子电流和转子绕组中流通的转子电流进行控制。在该控制方法中，基于车辆信息而设定基本转矩指令值，基于基本转矩指令值及车辆信息，计算出针对定子电流的d轴电流指令值及第一q轴电流指令值以及针对转子电流的f轴电流指令值，基于d轴电流指令值及f轴电流指令值，计算出作为转子中产生的磁通的推定值的磁通推定值，基于第一q轴电流指令值及磁通推定值，计算出最终转矩指令值，基于磁通推定值及最终转矩指令值，计算出第二q轴电流指令值。而且，基于第二q轴电流指令值、d轴电流指令值以及f轴电流指令值，对定子电流及转子电流进行控制。

Description

电动车辆的控制方法以及控制装置
技术领域
本发明涉及电动车辆的控制方法以及控制装置。
背景技术
当前，作为以转子中使用了永磁体的同步电机为动力源的电动车辆的控制方法，采用了减弱将电机与驱动轮之间连接的驱动轴的扭转振动的减振控制。
发明内容
然而，与电机中产生的转子磁通恒定的上述同步电机相比，作为转子中未采用永磁体的励磁绕组型同步电机，电机中产生的转子磁通会发生变动，因此难以直接地应用上述减振控制。
另一方面，JP5939316B中公开了针对转子磁通发生变动的感应电机而应用上述减振控制的方法。然而，JP5939316B中公开的是基于励磁电流(γ轴电流)对转矩电流进行校正而将上述减振控制应用于感应电机的控制方法，因此无法将该控制方法应用于还需要考虑d轴电流、转子的励磁绕组中流通的电流(f轴电流)的励磁绕组型同步电机。
本发明的目的在于，提供针对励磁绕组型同步电机而应用减弱将电机与驱动轮之间连接的驱动轴的扭转振动的减振控制。
本发明的一个方式的电动车辆的控制方法，所述电动车辆以绕组励磁型同步电机为驱动源，所述绕组励磁型同步电机具有：转子，其具有转子绕组；以及定子，其具有定子绕组，对定子绕组中流通的定子电流和转子绕组中流通的转子电流进行控制。在该控制方法中，基于车辆信息而设定基本转矩指令值，基于基本转矩指令值及车辆信息，计算出针对定子电流的d轴电流指令值及第一q轴电流指令值、以及针对转子电流的f轴电流指令值，基于d轴电流指令值及f轴电流指令值，计算出作为转子中产生的磁通的推定值的磁通推定值，基于第一q轴电流指令值及磁通推定值，计算出最终转矩指令值，基于磁通推定值及最终转矩指令值，计算出第二q轴电流指令值。而且，基于第二q轴电流指令值、d轴电流指令值以及f轴电流指令值，对定子电流及转子电流进行控制。
下面，与附图一起对本发明的实施方式进行详细说明。
附图说明
图1是应用第一实施方式的电动车辆的控制方法的车辆***的概略结构图。
图2是表示由电动机控制器执行的处理的流程的流程图。
图3是表示加速器开度-转矩表的一个例子的图。
图4是第一实施方式的电机控制***的框图。
图5是q轴电流控制部的框图。
图6是d轴电流控制部的框图。
图7是f轴电流控制部的框图。
图8是减振控制运算处理部的框图。
图9是磁通推定器的框图。
图10是第一实施方式的磁阻转矩等效磁通推定器的框图。
图11是第一实施方式的励磁磁通推定器的框图。
图12是对电动车辆的运动方程式进行说明的图。
图13是表示第一实施方式的电动车辆的控制方法的控制结果的时序图。
图14是第二实施方式的电机控制***的框图。
图15是f轴电流控制部的框图。
图16是f轴F/F补偿器的框图。
图17是f轴电流模型的框图。
图18是f轴电流F/B模型的框图。
图19是f轴限制处理部的框图。
图20是f轴限制处理部的框图的另一个例子。
图21是f轴F/B补偿器的框图。
图22是f轴稳定性补偿器的框图。
图23是表示电机的控制处理的流程图。
图24是第二实施方式的励磁磁通推定器的框图。
图25是第二实施方式的磁阻转矩等效磁通推定器的框图。
图26是表示第二实施方式的电动车辆的控制方法的控制结果的时序图。
具体实施方式
＜第一实施方式＞
图1是表示应用了本发明的一个实施方式所涉及的电动车辆的控制方法的电机控制***100的结构例的框图。此外，电动车辆是指作为车辆的驱动源的一部分或全部而至少具有一个绕组励磁型的同步电机(下面也简称为电机)、且能够利用电机的驱动力而行驶的汽车，包含电动汽车、混合动力汽车。
电池1进行绕组励磁型同步电机4的驱动电力的放电、以及电机4的再生电力的充电。
电动机控制器2(下面也简称为控制器)例如由中央运算装置(CPU)、只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、以及输入输出接口(I/O接口)构成。车速V、加速器开度θ、电机4的电角θre、电机4的定子电流(三相交流的情况下为iu、iv、iw)、电机4的转子电流(if)等表示车辆状态的各种车辆变量的信号作为数字信号而被输入至控制器2。控制器2基于输入的信号而生成用于对电机4进行控制的PWM信号。另外，控制器2根据生成的PWM信号而生成逆变器3的驱动信号。
逆变器3使得为了控制定子电流而针对每相配备的2个开关元件(例如IGBT、MOS-FET等功率半导体元件)接通/断开，由此将从电池1供给的直流电流变换为交流电流或者进行逆变换，使得期望的电流在电机4中流通。另外，为了对转子电流进行控制，逆变器3在转子绕组的两端分别连接2对(共计4个)开关元件(例如IGBT、MOS-FET等功率半导体元件)，根据驱动信号而使得它们接通/断开，由此使得期望的电流在转子绕组中流通。但是，在向转子流动的电流的方向仅为一个方向的情况下，可以将2对开关元件中的处于对角位置的2个开关元件置换为二极管。
绕组励磁型同步电机4(下面简称为“电机4”)是具有如下部件的绕组励磁型的同步电机：转子，其具有转子绕组(励磁绕组)；以及定子，其具有定子绕组(电枢绕组)。在本实施方式的电机控制***100搭载于车辆的情况下，电机4成为车辆的驱动源。后文中进行详细叙述，通过控制在转子绕组流通的转子电流以及在定子绕组流通的定子电流而对电机4进行控制。电机4利用从逆变器3供给的电流而产生驱动转矩，经由减速器5以及驱动轴8而将驱动力传递至左右的驱动轮9。另外，电机4在车辆行驶时由驱动轮9带动旋转时产生再生驱动力，由此将车辆的动能作为电能而回收。在该情况下，逆变器3将电机4的再生运转时产生的交流电流变换为直流电流而供给至电池1。
电流传感器7对电机4的定子绕组中流通的3相电流iu、iv、iw(定子电流)进行检测，并且对电机4的转子绕组中流通的电流if(转子电流)进行检测。但是，关于定子电流，3相交流电流iu、iv、iw之和为0，因此可以检测任意2相的电流并通过运算而求出剩余1相的电流。
旋转传感器6例如为旋转变压器、编码器，对电机4的转子相位α进行检测。
图2是表示由控制器2执行的处理的流程的流程图。关于步骤S201至步骤S204所涉及的处理，由控制器2编程为在车辆***启动的期间始终以恒定间隔执行。
在步骤S201中，将表示车辆状态的信号输入至控制器2。这里，将车速V(km/h)、加速器开度θ(％)、电机4的电角θre、电机4的电机转速Nm(rpm)、电机4中流通的电流iu、iv、iw、if、以及电池1的直流电压值Vdc(V)输入。
利用未图示的仪表、车速传感器、或者制动器控制器等其他控制器通过通信而获取车速V(km/h)。或者，控制器2对转子机械角速度ωm乘以轮胎滚动半径r并利用主传动齿轮的传动比除其结果，而求出车辆速度v(m/s)，并乘以由m/s向km/s的单位变换系数(3600/1000)而求出车速V(km/h)。
从未图示的加速器开度传感器获取加速器开度θ(％)。此外，也可以从未图示的车辆控制器等其他控制器获取加速器开度θ(％)。
从旋转传感器6获取电机4的电角θre(rad)。由电动机的极对数p除电角速度ωre而求出作为电机4的机械角速度的电机转速检测值ωm(rad/s)，并对求出的电机转速检测值ωm乘以从rad/s向rpm的单位变换系数(60/(2π))，由此求出电机4的转速Nm(rpm)。
从电流传感器7获取电机4中流通的电流iu、iv、iw以及if(A)。
利用在电池1与逆变器3之间的直流电源线设置的电压传感器(未图示)对直流电流值Vdc(V)进行检测。此外，可以利用从电池控制器(未图示)发送的信号而对直流电压值Vdc(V)进行检测。
在步骤S202中，执行电机转矩指令值计算处理。在电机转矩指令值计算处理中，基于步骤S201中输入的加速器开度θ及车速V并参照图3所示的加速器开度-转矩表而设定电机转矩指令值(基本转矩指令值)Tm*。
在步骤S203中，执行减振控制运算处理。具体而言，控制器2基于步骤S202中设定的电机转矩指令值Tm*，对不浪费驱动轴转矩的响应地抑制驱动力传递***振动(驱动轴8的扭转振动等)的q轴电流指令值Iq2*、d轴电流指令值id1*、以及f轴电流指令值if1*进行计算。后文中对减振控制运算处理进行详细叙述。
在步骤S204中，执行电流控制运算处理。在电流控制运算处理中，执行用于使d轴电流id、q轴电流iq以及f轴电流if与步骤S203中求出的q轴电流指令值iq2*、d轴电流指令值id1*以及f轴电流指令值If1*分别一致的电流控制。下面利用图4对电流控制运算处理进行详细说明。
图4是表示电机控制***100的结构例的图，且是控制器2具有的作为一个功能部的电流控制运算处理部2a的控制框图。控制器2利用电流控制运算处理部2a而执行步骤S204所涉及的电流控制运算处理。
电流控制运算处理部2a具有定子PWM变换部401、转子PWM变换部402、先读补偿部403、坐标变换部404、410、非干扰控制部405、q轴电流控制部406、d轴电流控制部407、f轴电流控制部408、电压指令值运算部409以及A/D变换部411。
定子PWM变换部401基于从后述的坐标变换部410输出的三相电压指令值vu*、vv*、vw*而生成针对逆变器3所具有的定子用开关元件的PWM_Duty驱动信号(强电元件驱动信号)Duu*、Dul*、Dvu*、Dvl*、Dwu*、Dwl*，并向逆变器3输出。
转子PWM变换部402基于后述的f轴电压指令值vf*而生成针对逆变器3所具有的转子用开关元件的PWM_Duty驱动信号Dfu*、Dfl*，并输出至逆变器3。
逆变器3基于定子PWM变换部401生成的PWM_Duty驱动信号而生成用于对电机4的定子绕组中流通的dq轴电流id、iq进行控制的交流电压vu、vv、vw，并向电机4供给。另外，逆变器3基于转子PWM变换部402生成的PWM_Duty驱动信号而生成用于对电机4的转子绕组中流通的f轴电流if进行控制的f轴电压vf，并供给至电机4。
电流传感器7对从逆变器3向电机4供给的三相交流电流中的至少2相的电流、例如u相电流iu、v相电流iv进行检测。检测出的2相的电流iu、iv在A/D(模拟/数字)变换部410变换为数字信号，并输入至坐标变换部404。另外，电流传感器7对从逆变器3向电机4供给的f轴电流if进行检测。检测出的f轴电流if在A/D变换部411变换为数字信号，并输出至f轴电流控制部408。
将电角度θre和电角速度ωre输入至先读补偿部403，对电角θre加上电角速度ωre和控制***所具有的无用时间的乘法运算值而计算出先读补偿后电角θre'。将先读补偿后电角θre'输出至坐标变换部410。
坐标变换部404进行从3相交流坐标系(uvw轴)向正交2轴直流坐标系(d-q轴)的变换。具体而言，坐标变换部404根据u相电流iu、v相电流iv、w相电流iw以及电角θre并利用下式(1)而进行坐标变换处理，由此计算出d轴电流id及q轴电流iq。
[数学式1]
Figure BDA0003045697590000071
将电角速度ωre、从q轴、d轴、f轴电流控制部406、407、408输出的d轴电流标准响应id_ref、q轴电流标准响应iq_ref、f轴电流标准响应if_ref、d轴电流标准响应的微分值s·id_ref、以及f轴电流标准响应的部分值s·if_ref输入至非干扰控制部405，利用下式(2)表示的电压方程式而计算出用于抵消d轴、q轴以及f轴之间的干扰电压所需的非干扰电压vd_dcpl、vq_dcpl以及vf_dcpl。下式(2)是作为本发明的控制对象的绕组励磁型同步电机4的电压方程式。
[数学式2]
Figure BDA0003045697590000072
其中，上述式(2)的各参数如下。其中，式中的s为拉普拉斯算子。
id：d轴电流
iq：q轴电流
if：f轴电流
vd：d轴电压
vq：q轴电压
vf：f轴电压
Ld：d轴电感
Lq：q轴电感
Lf：f轴电感
M：定子/转子间的互电感
Ld'：d轴动态电感
Lq'：q轴动态电感
Lf'：f轴动态电感
M'：定子/转子间的动态互电感
Ra：定子绕组电阻
Rf：转子绕组电阻
ωre：电角速度
这里，如果非干扰控制部405的非干扰控制符合期望地起作用，则能够如下式(3)所示对上述式(2)的电压方程式实施对角化。
[数学式3]
Figure BDA0003045697590000081
根据上述式(3)，d轴、q轴以及f轴的电压至电流的特性分别为下式(4)、(5)及(6)所示的一阶滞后。
[数学式4]
Figure BDA0003045697590000082
[数学式5]
Figure BDA0003045697590000083
[数学式6]
Figure BDA0003045697590000084
q轴电流控制部406对用于使作为实际的电流(实际电流)的测量值的q轴电流iq稳定无偏差地以期望的响应性追随q轴电流指令值(第二q轴电流指令值)iq2*的第一q轴电压指令值vq_dsh进行计算，并将其输出至电压指令值运算部409。后文中利用图5对q轴电流控制部406进行详细叙述。
d轴电流控制部407对用于使作为实际的电流(实际电流)的测量值的d轴电流id稳定无偏差地以期望的响应性追随d轴电流指令值id1*的第一d轴电压指令值vd_dsh进行计算，并将其输出至电压指令值运算部409。后文中利用图6对d轴电流控制部407进行详细叙述。
f轴电流控制部408对用于使作为实际的电流(实际电流)的测量值的f轴电流if稳定无偏差地以期望的响应性追随f轴电流指令值if1*的第一f轴电压指令值vf_dsh进行计算，并将其输出至电压指令值运算部409。后文中利用图7对f轴电流控制部408进行详细叙述。
图5是对本实施方式的q轴电流控制部406进行详细说明的图。q轴电流控制部406构成为包含控制模块501、增益502、503、积分器504、减法运算器505以及加法运算器506。
控制模块501是模拟了实际电流iq相对于q轴电流指令值iq2*的响应滞后得到的一阶滞后的传递特性1/(τqs+1)。控制模块501以q轴电流指令值iq2*为输入而将q轴电流标准响应iq_ref输出。此外，传递特性1/(τqs+1)所涉及的τq为q轴电流标准响应时间常数。
增益502是比例增益Kpq，由下式(7)表示。增益502以q轴电流指令值iq2*与q轴电流iq的偏差为输入，将对输入值乘以比例增益Kpq所得的值输出至加法运算器506。
[数学式7]
Figure BDA0003045697590000091
增益503是积分增益Kiq，由下式(8)表示。增益503以q轴电流指令值iq2*与q轴电流iq的偏差为输入，将对输入值乘以比例增益Kiq所得的值输出至积分器504。积分器504的输出被输入至加法运算器506。
[数学式8]
Figure BDA0003045697590000092
而且，加法运算器506对增益502的输出和积分器504的输出进行加法运算而计算出第一q轴电压指令值Vq_dsh。如上，q轴电流控制部406如上述式(7)、(8)那样设定增益502、503的各增益，由此能够使得q轴电流指令值iq2*至q轴电流iq的传递特性与下式(9)所示的标准响应一致。
[数学式9]
Figure BDA0003045697590000101
图6是对本实施方式的d轴电流控制部407进行详细说明的图。d轴电流控制部407构成为包含控制模块601、602、增益603、604、积分器605、减法运算器606以及加法运算器607。
控制模块601是模拟了实际电流(d轴电流id)相对于d轴电流指令值id1*的响应滞后得到的一阶滞后的传递特性(d轴电流传递特性)1/(τds+1)。控制模块601以d轴电流指令值id1*为输入而将d轴电流标准响应id_ref输出。此外，传递特性1/(τds+1)所涉及的τd为d轴电流标准响应时间常数。
控制模块602是对d轴电流标准响应id_ref相对于d轴电流指令值id1*的微分值进行计算的传递特性s/(τds+1)。控制模块602以d轴电流指令值id1*为输入而将d轴电流标准响应微分值s·id_ref输出。
增益603为比例增益Kpd，由下式(10)表示。增益603以d轴电流指令值id1＊与d轴电流id的偏差为输入，将对输入值乘以比例增益Kpd所得的值输出至加法运算器607。
[数学式10]
Figure BDA0003045697590000102
增益604为积分增益Kid，由下式(11)表示。增益604以d轴电流指令值id1*与d轴电流id的偏差为输入，将对输入值乘以比例增益Kid所得的值输出至积分器605。积分器605的输出被输入至加法运算器607。
[数学式11]
Figure BDA0003045697590000103
而且，加法运算器607对增益603的输出和积分器605的输出进行加法运算而计算出第一d轴电压指令值vd_dsh。如上，d轴电流控制部407如上述式(10)、(11)那样设定增益603、604的各增益，由此能够使得d轴电流指令值id1*至d轴电流id的传递特性与下式(12)所示的标准响应一致。
[数学式12]
Figure BDA0003045697590000111
图7是对本实施方式的f轴电流控制部408进行详细说明的图。f轴电流控制部408构成为包含控制模块701、702、增益703、704、积分器705、减法运算器706以及加法运算器707。
控制模块701是模拟了实际电流if相对于f轴电流指令值if1*的响应滞后得到的一阶滞后的传递特性1/(τfs+1)。控制模块701以f轴电流指令值if1*为输入而将f轴电流标准响应if_ref输出。此外，传递特性1/(τfs+1)所涉及的τf为f轴电流标准响应时间常数。
控制模块702是对f轴电流标准响应if_ref相对于f轴电流指令值if1*的微分值进行计算的传递特性s/(τfs+1)。控制模块702以f轴电流指令值if1*为输入而将f轴电流标准响应微分值s·if_ref输出。
增益703为比例增益Kpf，由下式(13)表示。增益703以f轴电流指令值if1*与f轴电流if的偏差为输入而将对输入值乘以比例增益Kpf所得的值输出至加法运算器707。
[数学式13]
Figure BDA0003045697590000112
增益704为积分增益Kif，由下式(14)表示。增益704以f轴电流指令值if1*与f轴电流if的偏差为输入，将对输入值乘以比例增益Kif所得的值输出至积分器705。积分器705的输出被输入至加法运算器707。
[数学式14]
Figure BDA0003045697590000113
而且，加法运算器707对增益703的输出和积分器705的输出进行加法运算而计算出第一f轴电压指令值vf_dsh。如上，f轴电流控制部408如上述式(13)、(14)那样设定增益703、704的各增益，由此能够使得f轴电流指令值if1*至f轴电流if的传递特性与下式(15)所示的标准响应一致。
[数学式15]
Figure BDA0003045697590000121
返回至图4继续说明。电压指令值运算部409利用非干扰控制部405的输出即非干扰电压vq_dcpl、vd_dcpl、vf_dcpl，对q轴电流控制部406、d轴电流控制部407以及f轴电流控制部408的各输出即第一q轴电压指令值vq_dsh、第一d轴电压指令值vd_dsh、以及第一f轴电压指令值vf_dsh进行校正(本实施方式中为加法运算)。而且，电压指令值运算部409将通过该校正而获得的第二q轴电压指令值vq*、以及第二d轴电压指令值vd*输出至坐标变换部410，并且将第二f轴电压指令值vf*输出至转子PWM变换部402。
坐标变换部410进行从以电角速度ωre旋转的正交2轴直流坐标系(d-q轴)向3相交流坐标系(uvw相)的变换。具体而言，坐标变换部410根据输入的第二d轴电压指令值vd*、第二q轴电压指令值vq*、以及先读补偿后电角θre'并利用下式(16)进行坐标变换处理，由此计算出uvw各相的电压指令值vu*、vv*、vw*。
[数学式16]
Figure BDA0003045697590000122
接下来，对步骤S203(参照图2)中执行的减振控制处理进行详细说明。
图8是控制器2所具有的作为一个功能部的减振控制运算处理部2b的控制框图。控制器2利用减振控制运算处理部2b而执行步骤S203所涉及的减振控制处理。
减振控制运算处理部2b构成为包含第一电流指令值运算器801、磁通推定器802、第一转矩指令值运算器803、第二转矩指令值运算器804以及第二q轴电流指令值运算器805。
第一电流指令值运算器801以电机转矩指令值Tm*、电机转速(机械角速度)ωrm以及直流电压Vdc为输入，对q轴电流指令值iq1*、d轴电流指令值id1*、以及f轴电流指令值if1*进行计算。第一电流指令值运算器801预先存储有对q轴电流指令值iq1*、d轴电流指令值id1*、以及f轴电流指令值if1*分别与电机转矩指令值(基本转矩指令值)Tm*、电机转速(机械角速度)ωrm、以及直流电压Vdc的关系进行了规定的对应图数据，通过参照该对应图数据而计算出各值。计算出的q轴电流指令值iq1*输出至第一转矩指令值运算器803，d轴电流指令值id1*以及f轴电流指令值if1*输出至磁通推定器802。
图9是磁通推定器802的控制框图。磁通推定器802构成为包含磁阻转矩等效磁通推定器901、励磁磁通推定器902以及加法运算器903。
磁阻转矩等效磁通推定器901以d轴电流指令值id1*为输入，对等效磁阻磁通推定值φr＾进行计算。励磁磁通推定器902以f轴电流指令值if1*为输入，对励磁磁通推定值φf＾进行计算。而且，加法运算器903将等效磁阻磁通推定值φr＾和励磁磁通推定值φf＾相加而计算出磁通推定值φ＾。
图10是磁阻转矩等效磁通推定器901的控制框图。磁阻转矩等效磁通推定器901构成为包含相位提前补偿器1001以及乘法运算器1002。
相位提前补偿器1001是相对于模拟了d轴电流响应滞后得到的1阶滞后的传递特性(d轴电流传递特性(参照控制模块601))而对q轴电流响应进行相位提前补偿的传递特性(τqs+1)/(τds+1)。相位提前补偿器1001将通过对d轴电流指令值id1*实施使用传递特性(τqs+1)/(τds+1)的相位提前补偿而获得的值输出至乘法运算器1002。
乘法运算器1002对相位提前补偿器1001的输出乘以d轴电感Ld与q轴电感Lq的差值Ld-Lq而计算出等效磁阻转矩磁通推定值φr＾。关于d轴电感Ld和q轴电感Lq，可以使用电机4的任意的动作点(代表动作点)的值，也可以参照预先存储的对应图数据而求出。此外，因dq轴电流id、iq而在转子产生的磁阻转矩由下式(17)表示。因此，能够将下式(17)中的(Ld-Lq)id这一项定义为等效磁阻转矩磁通。其中，pn为电机4的极对数。
[数学式17]
pn(Ld-Lq)idiq…(17)
减振控制运算处理部2b采用由相位提前补偿器1001进行了q轴电流响应的相位提前补偿的等效磁阻转矩磁通推定值φr＾，由此能够计算出考虑了q轴电流响应滞后的q轴电流指令值(第二q轴电流指令值)iq2*。
图11是励磁磁通推定器902的控制框图。励磁磁通推定器902构成为包含相位提前补偿器1101以及乘法运算器1102。
相位提前补偿器1101是相对于模拟了f轴电流响应滞后得到的1阶滞后的传递特性(参照控制模块701)而对q轴电流响应进行提前补偿的传递特性(τqs+1)/(τfs+1)。相位提前补偿器1101将对f轴电流指令值if1*利用传递特性(τqs+1)/(τfs+1)进行相位提前补偿所得的值输出至乘法运算器1102。
乘法运算器1102对相位提前补偿器1101的输出乘以定子与转子之间的互电感Mf而计算出励磁磁通推定值φf＾。关于互电感Mf，可以使用电机4的任意的动作点(代表动作点)的值，也可以参照预先存储的对应图数据而求出。
减振控制运算处理部2b利用由相位提前补偿器1101进行了q轴电流响应的提前补偿所得的励磁磁通推定值φf＾，由此能够计算出考虑了q轴电流响应滞后的q轴电流指令值iq2*。下面，返回至图8继续说明。
第一转矩指令值运算器803通过对q轴电流指令值iq1*、磁通推定值φ＾以及电机4的极对数pn进行乘法运算而计算出第一转矩指令值(减振控制前转矩指令值)Tm1*。计算出的第一转矩指令值Tm1*被输出至第二转矩指令值运算器804。
第二转矩指令值运算器804针对第一转矩指令值Tm1*而基于下式(18)进行将车辆的驱动轴转矩传递***的固有振动频率分量除去的滤波处理的所谓减振控制，由此计算出第二转矩指令值(最终转矩指令值)Tm2*。
[数学式18]
Tm2 *＝GINV(s)·Tm1*…(18)
这里，对除去车辆的驱动轴转矩传递***的固有振动频率分量的滤波器(传递函数)Ginv(s)的导出进行说明。首先，参照图12对车辆的运动方程式进行说明。
图12是对车辆的驱动力传递***进行了控制模块601化的图，该图中的各参数如下所示。
Jm：电机惯性
Jw：驱动轮惯性(1个轴)
M：车辆的质量
Kd：驱动轴(drive shaft)的扭转刚性
Kt：与轮胎和路面的摩擦相关的系数
Nal：总传动比
r：轮胎载荷半径
ωm：电机角速度
ωw：驱动轮角速度
Tm：电机转矩
Td：驱动轴转矩
F：驱动力(2个轴)
V：车身速度
能够根据图12而导出下面的运动方程式(19)～(23)。
[数学式19]
Figure BDA0003045697590000151
[数学式20]
Figure BDA0003045697590000152
[数学式21]
Figure BDA0003045697590000161
[数学式22]
Figure BDA0003045697590000162
[数学式23]
F＝Kt·(rωm-V)…(23)
如果对上述式(19)～(23)进行拉普拉斯变换而求出电机转矩Tm至电机角速度ωm的传递特性，则由下式(24)、(25)表示。
[数学式24]
ωm＝Gp(s)·Tm…(24)
[数学式25]
Figure BDA0003045697590000163
其中，式(24)、(25)中的a3、a2、a1、a0、b3、b2、b1、b0分别由下式(26)表示。
[数学式26]
Figure BDA0003045697590000164
如果对式(25)进行整理，则可以如下式(27)那样表示Gp(s)。其中，式(27)中的ζp和ωp分别为驱动轴扭转振动***的衰减系数及固有振动频率。
[数学式27]
Figure BDA0003045697590000165
而且，如果将表示相对于向车辆的转矩输入的电机旋转速度的响应目标的理想模型Gm(s)设为下式(28)，则传递函数Ginv(s)可以由下式(29)表示。其中，式(28)、(29)中的ζm及ωm分别为驱动轴扭转振动***的衰减系数及固有振动频率。
[数学式28]
Figure BDA0003045697590000171
[数学式29]
Figure BDA0003045697590000172
其中，在车辆从滑行、减速开始加速的情况下，作为考虑了齿轮的背隙的影响而将车辆的驱动轴转矩传递***的固有振动频率分量除去的方法，还可以将JP5900609B中公开的公知方法应用于本实施方式的减振控制处理。
而且，图8所示的第二q轴电流指令值运算器805以从第二转矩指令值运算器804输出的第二转矩指令值Tm2*以及从磁通推定器802输出的磁通推定值φ＾为输入，利用下式(30)而计算出q轴电流指令值(第二q轴电流指令值)iq2*。计算出的q轴电流指令值iq2*被输入至图4所示的电流控制运算处理部2a的q轴电流控制部406。此外，如上所述，基于根据基于车辆信息所设定的转矩指令值Tm*设定的d轴电流指令值id1*以及f轴电流指令值if1*，计算出磁通推定值φ＾。即，考虑d轴电流指令值id1*以及f轴电流指令值if1*对根据转矩指令值Tm*设定的q轴电流指令值iq1*进行校正，而计算出本实施方式的q轴电流指令值iq2*。由此，减振控制运算处理部2b能够考虑因d轴电流指令值id1*产生的磁阻转矩、以及因f轴电流指令值if1*产生的励磁磁通的影响而抑制产生驱动轴转矩传递***的扭转振动。
[数学式30]
Figure BDA0003045697590000173
下面，参照图13对上述第一实施方式的电动车辆的控制方法(减振控制处理)的作用效果进行说明。
图13是表示本实施方式的控制结果的时序图。横轴表示时间，纵轴从左侧的上方依次表示电机转矩指令值[Nm]、车辆前后加速度[m/s2]、以及f轴电压[V]，从右侧的上方依次表示q轴电流指令值[A]、d轴电流指令值[A]、以及f轴电流指令值[A]。图中的实线表示本实施方式，虚线表示现有技术的控制(现有例)。
图13表示的是从车辆停止的状态开始在时刻t1的定时阶梯式地使电机转矩指令值变化(提高)而加速的情况。
在本时序图的本实施方式的控制中，将f轴电流标准响应时间常数(参照控制模块701(τf))设定为未产生f轴电压饱和的值。在应用了本实施方式的情况下，利用考虑了d轴电流id及f轴电流if计算出的q轴电流指令值iq2*而实现了抑制驱动轴扭转振动的电机转矩(参照图8)，因此如图中的实线所示那样，车辆前后加速度振动得到抑制。
另一方面，在现有控制中，在对q轴电流指令值进行计算时并未考虑f轴电流，因此会产生驱动轴扭转振动，如虚线所示那样产生车辆前后加速度振动。
如上，第一实施方式的电动车辆的控制方法是如下电动车辆的控制方法，即，该电动车辆以绕组励磁型同步电机4为驱动源，该绕组励磁型同步电机4具有：转子，其具有转子绕组；以及定子，其具有定子绕组，该控制方法对定子绕组中流通的定子电流以及转子绕组中流通的转子电流进行控制。关于该控制方法，基于车辆信息而设定基本转矩指令值Tm＊，基于基本转矩指令值及车辆信息而计算出针对定子电流的d轴电流指令值id1*及第一q轴电流指令值iq1*、以及针对转子电流的f轴电流指令值if1*，基于d轴电流指令值id1*及f轴电流指令值if1*而对转子中产生的磁通的推定值即磁通推定值φ＾进行计算，基于第一q轴电流指令值iq1*及磁通推定值φ＾而对最终转矩指令值Tm2*进行计算，基于磁通推定值φ＾及最终转矩指令值Tm2*而对第二q轴电流指令值iq2*进行计算。而且，基于第二q轴电流指令值iq2*、d轴电流指令值id1*以及f轴电流指令值if1*而对定子电流及转子电流进行控制。由此，能够考虑d轴电流指令值id1*以及f轴电流指令值if1*而计算出第二q轴电流指令值iq2*，因此能够考虑因d轴电流指令值id1*而产生的磁阻转矩、及因f轴电流指令值if1*而产生的励磁磁通的影响，应用抑制以绕组励磁型同步电机4为驱动源的电动车辆的驱动轴转矩传递***的扭转振动的减振控制。
另外，根据第一实施方式的电动车辆的控制方法，针对基于第一q轴电流指令值iq1*及磁通推定值φ＾计算出的减振控制前转矩指令值Tm1*，利用将电动车辆的驱动轴转矩传递***的固有振动频率分量除去的滤波器Ginv(s)实施抑制该驱动轴转矩传递***的扭转振动的减振控制，由此计算出最终转矩指令值Tm2*。由此，能够应用抑制电动车辆的驱动轴转矩传递***的扭转振动的减振控制，抑制产生以绕组励磁型同步电机4为驱动源的电动车辆的驱动轴转矩传递***的扭转振动。
另外，根据第一实施方式的电动车辆的控制方法，由磁通推定值φ＾除最终转矩指令值Tm2*而计算出第二q轴电流指令值iq2*。由此，能够计算出用于实现实施了减振控制的最终转矩指令值Tm2*的q轴电流指令值iq2*。
另外，根据第一实施方式的电动车辆的控制方法，基于f轴电流指令值if1*而计算出转子的励磁磁通的推定值即励磁磁通推定值φf＾，基于d轴电流指令值id1*而计算出转子中产生的磁阻转矩的等效磁通推定值φr＾，对励磁磁通推定值φf＾和等效磁通推定值φr＾进行加法运算而计算出磁通推定值φ＾。由此，能够计算出考虑了d轴电流id以及f轴电流if的影响、且实现实施了减振控制的最终转矩指令值Tm2*的q轴电流指令值iq2*。
另外，根据第一实施方式的电动车辆的控制方法，利用传递特性(控制模块1101)而计算出励磁磁通推定值φ＾，该传递特性(控制模块1101)构成为针对模拟了相对于构成转子电流的f轴电流if的f轴电流指令值if1*的响应滞后得到的f轴电流传递特性，对q轴电流响应进行相位提前补偿。由此，能够计算出考虑了相对于d轴电流id的q轴电流响应滞后的q轴电流指令值iq2*。
另外，根据第一实施方式的电动车辆的控制方法，f轴电流传递特性是一阶滞后的传递函数。由此，能够适当地模拟未产生f轴电压饱和的情况下的f轴电流响应。
另外，根据第一实施方式的电动车辆的控制方法，利用传递特性(控制模块1001)而计算出等效磁通推定值φr＾，该传递特性(控制模块1001)构成为针对模拟了相对于构成定子电流的d轴电流id的d轴电流指令值id1*的响应滞后得到的d轴电流传递特性，对q轴电流响应进行相位提前补偿。由此，能够计算出考虑了相对于f轴电流if的q轴电流响应滞后的q轴电流指令值iq2*。
＜第二实施方式＞
下面，对第二实施方式的电动车辆的控制方法进行说明。第一实施方式中对如下情况进行了说明，即，在非干扰控制部405的非干扰控制符合期望地起作用的情况下，d轴、q轴以及f轴的电压至电流的特性分别为上述式(4)、(5)及(6)所示的一阶滞后。然而，在f轴电压饱和的情况下，f轴电流响应变得与一阶滞后的标准响应不一致。本实施方式的电动车辆的控制方法是以考虑了f轴电压饱和而对f轴电流if进行控制为前提所应用的控制方法，特别是减振控制运算处理部2b具有的磁通推定器802的结构与第一实施方式不同。
在对本实施方式的磁通推定器802的说明之前，对考虑f轴电压饱和而对f轴电流if进行控制的方法进行说明。此外，d轴、q轴的控制与f轴相同，因此省略说明，下面仅对关于f轴的控制进行说明。
图14是表示第二实施方式的电机控制***200的结构例的图。本实施方式的电机控制***200在f轴电流控制部408中输入有电池1的电源电压Vdc、以及作为非干扰控制部405的输出的非干扰电压vf_dcpl这一点上与第一实施方式不同。
利用图15对f轴电流控制部408进行详细说明。图15是f轴电流控制部408的控制框图。
在f轴电流控制部408中，以使得从A/D变换部411输入的f轴电流if稳定无偏差地以期望的响应性追随f轴电流指令值if*的方式对第一f轴电压指令值vf_dsh进行计算。并且，f轴电流控制部408对此后的处理中使用的f轴电流标准响应if_ref以及f轴电流标准响应的微分值s·if_ref进行计算。f轴电流控制部408由f轴F/F(前馈)补偿器201、f轴F/B补偿器202、f轴稳定性补偿器203以及f轴限制处理部204构成，下面分别进行详细说明。
f轴F/F补偿器201以f轴电流指令值if*为输入，在f轴F/F补偿电压vf_ff的基础上对f轴电流标准响应if_ref、以及作为其微分值的f轴电流标准响应的微分值s·if_ref进行计算。f轴F/F补偿器201将f轴电流标准响应if_ref、以及作为其微分值的f轴电流标准响应的微分值s·if_ref向非干扰控制部405输出，并且将f轴电流标准响应if_ref向f轴F/B补偿器202输出。后文中利用图3对f轴F/F补偿器201进行详细叙述。此外，并未进行图示，但f轴F/F补偿器201中输入有从电池1输出的电源电压Vdc、以及从非干扰控制部405输出的非干扰电压vf_dcpl。
f轴F/B补偿器202是进行通常的反馈补偿的补偿器。f轴F/B补偿器202针对f轴F/F补偿器201中计算出的f轴电流标准响应if_ref，进行使得由电流传感器7测定出的f轴电流if负反馈的F/B处理，由此以使得f轴电流if追随f轴电流标准响应if_ref的方式对f轴F/B补偿电压vf_fb进行计算。f轴F/B补偿器202将f轴F/B补偿电压vf_fb向加法运算器205输出。后文中利用图21对f轴F/B补偿器202进行详细叙述。此外，f轴F/B补偿器202是执行F/B补偿步骤的模块的一个例子。
f轴稳定性补偿器203基于后述的f轴限制处理部204中计算出的最终从f轴电流控制部408输出的第一f轴电压指令值vf_dsh、f轴电流if，对用于确保***的稳定性的f轴稳定性补偿电压vf_rbst进行计算。f轴稳定性补偿器203将f轴稳定性补偿电压vf_rbst向加法运算器206输出。后文中利用图22对f轴稳定性补偿器203进行详细叙述。
在f轴限制处理部204的前段设置有2个加法运算器205、206。利用加法运算器205对f轴F/F补偿器201中计算出的f轴F/F补偿电压vf_ff加上f轴F/B补偿电压vf_fb，并且利用加法运算器206加上f轴稳定性补偿电压vf_rbst。而且，将最终的加法运算值向f轴限制处理部204输入。因此，将对作为F/F指令值的f轴F/F补偿电压vf_ff加上作为F/B补偿值的f轴F/B补偿电压vf_fb、以及作为f轴稳定补偿值的f轴稳定性补偿电压vf_rbst所得的值输入至f轴限制处理部204。
而且，f轴限制处理部204对输入的电压指令值施加限制而计算出第一f轴电压指令值vf_dsh。f轴限制处理部204将f轴电压指令值vf_dsh向电压指令值运算部409以及f轴稳定性补偿器203输出。此外，在f轴限制处理部204中，进行与利用图19及20说明的后述的f轴限制处理部303相同的处理。
接下来，利用图16对f轴F/F补偿器201的详细结构进行说明。图16是f轴F/F补偿器201的详细的框图。f轴F/F补偿器201具有f轴电流模型301、f轴电流模拟F/B模型302以及f轴限制处理部303。
f轴电流模型301是对f轴电压至f轴电流的标准响应特性进行模型化的滤波器。f轴电流模型301针对从后述的f轴限制处理部303输出的f轴F/F补偿电压vf_ff，进行利用f轴的电压至电流的标准响应模型的滤波处理，由此计算出作为标准响应的f轴电流标准响应if_ref并向非干扰控制部405以及f轴F/B补偿器202输出。另外，为了将f轴电流模型301用于后面的处理，将作为f轴电流标准响应if_ref的微分值的f轴电流标准响应的微分值s·if_ref向非干扰控制部405输出。后文中利用图17对f轴电流模型301进行详细叙述。
在f轴电流模拟F/B模型302中，针对利用电流指令值运算器113计算出的f轴电流指令值if*，使得从f轴电流模型301输出的f轴电流标准响应if_ref负反馈。f轴电流模拟F/B模型302为了使f轴电流标准响应if_ref稳定无偏差地以期望的响应性追随f轴电流指令值if*，计算出模拟FB电压指令值vf_pse_fb并向f轴限制处理部303输出。后文中利用图18对f轴电流模拟F/B模型302进行详细叙述。
f轴限制处理部303对从f轴电流模拟F/B模型302输出的模拟FB电压指令值vf_pse_fb进行限制，计算出f轴F/F补偿电压vf_ff并向加法运算器205以及f轴电流模型301输出。后文中利用图19、20对f轴限制处理部303进行详细叙述。
此外，虽未图示，但将从电池1输出的电源电压Vdc、以及从非干扰控制部405输出的非干扰电压vf_dcpl输入至f轴限制处理部303。如图15所示，从f轴限制处理部303输出的f轴F/F补偿电压vf_ff经由加法运算器205、加法运算器206以及f轴限制处理部204而计算出第一f轴电压指令值vf_dsh。即，加法运算器205、加法运算器206以及f轴限制处理部204是执行第一f轴电压指令值计算步骤的模块的结构的一个例子。
这样，在f轴F/F补偿器201中，f轴电流模拟F/B模型302并非使得测定出的f轴电流if负反馈的F/B***，而是构成使得利用f轴电流模型301计算出的f轴电流标准响应if_ref负反馈的模拟性F/B***。这样实现模拟性F/B***而能够避免响应性较差的F/B控制，因此能够实现响应性的提高。
并且，如图14所示，由电池1生成f轴电压vf，因此其f轴电压vf的上限由电池1的电源电压Vdc限制而饱和。因此，设置对电源电压Vdc的饱和进行了模型化的f轴限制处理部303，对第一f轴电压指令值vf_dsh进行限制而计算出f轴F/F补偿电压vf_ff。使得考虑了电压饱和的f轴F/F补偿电压vf_ff反馈至f轴电流模拟F/B模型302，由此能够实现旋转控制的精度的提高。
接下来，利用图17对f轴电流模型301的详细结构进行说明。图17是f轴电流模型301的详细的框图。f轴电流模型301具有乘法运算器1401、减法运算器1402、除法运算器1403以及积分器1404。
乘法运算器1401对作为f轴电流模型301的最终输出之一的从后述的积分器1404输出的f轴电流标准响应if_ref乘以转子绕组电阻Rf，并将乘法运算结果向减法运算器1402输出。该乘法运算结果相当于标准响应的电压值。
减法运算器1402针对从f轴限制处理部303输出的f轴F/F补偿电压vf_ff减去从乘法运算器1401输出的标准响应的电压值，并将其减法运算值输出至除法运算器1403。
除法运算器1403利用f轴动态电感Lf'除由减法运算器1402计算出的差值，并将除法运算结果向非干扰控制部405以及积分器1404输出。由此计算出f轴电流标准响应的微分值s·if_ref。
积分器1404对从除法运算器1403输出的f轴电流标准响应的微分值s·if_ref进行积分处理而计算出f轴电流标准响应if_ref，并将f轴电流标准响应if_ref向非干扰控制部405、f轴F/B补偿器202以及乘法运算器1401输出。
这样，在f轴电流模型301中，利用乘法运算器1401对作为最终输出之一的f轴电流标准响应if_ref乘以转子绕组电阻Rf，使乘法运算结果相对于作为输入的f轴F/F补偿电压vf_ff而负反馈。利用除法运算器1403由f轴动态电感Lf'除该负反馈的结果值，能够求出基于f轴F/F补偿电压vf_ff的f轴电流标准响应if_ref以及其微分值s·if_ref。
接下来，利用图18对f轴电流模拟F/B模型302的详细结构进行说明。图18是f轴电流模拟F/B模型302的详细的框图。f轴电流模拟F/B模型302具有滤波器1501、滤波器1502以及减法运算器1503。
滤波器1501对从电流指令值运算器113输出的f轴电流指令值if*乘以增益Gaf，将该滤波处理后的值向减法运算器1503输出。
滤波器1502对从f轴电流模型301输出的f轴电流标准响应if_ref乘以增益Gbf，将该滤波处理后的值向减法运算器1503输出。
而且，减法运算器1503从滤波器1501的输出值减去滤波器1502的输出值而计算出模拟F/B电压指令值vf_pse_fb，将模拟FB电压指令值vf_pse_fb向f轴限制处理部303输出。即，通过使得并非测定值的f轴电流标准响应if_ref负反馈而构成模拟性F/B控制。
其中，可以如下式(31)那样表示增益Gaf及增益Gbf。其中，τf是f轴的电流控制标准响应时间常数(f轴电流标准响应时间常数)。
[数学式31]
Figure BDA0003045697590000241
通过以该方式构成，在f轴电流模拟F/B模型302中，针对f轴电流指令值if*，能够以不是将实际测定出的f轴电流if而是将f轴电流标准响应if_ref用作F/B分量的方式，实现模拟性F/B控制。
接下来，利用图19对f轴限制处理部303的详细结构进行说明。图19是f轴限制处理部303的详细的框图。f轴限制处理部303具有比较器1601、反转器1602、比较器1603以及减法运算器1604、1605。
关于在比较器1601的前段设置的减法运算器1604，求出从电池1的电源电压Vdc减去自非干扰控制部405输出的f轴非干扰电压vf_dcpl所得的减法运算值。而且，比较器1601对来自f轴电流模拟F/B模型302的输出值即模拟FB电压指令值vf_pse_fb、和减法运算器1604的减法运算值进行比较，将较小的值向比较器1603输出。
反转器1602使得电源电压Vdc的符号反转。
在比较器1603的前段设置有减法运算器1605，在减法运算器1605中，求出从反转器1602的输出减去自非干扰控制部405输出的f轴非干扰电压vf_dcpl所得的减法运算值。而且，比较器1603对比较器1601的输出值和减法运算器1605的减法运算值进行比较，将较大的值向f轴电流模型301以及加法运算器205输出。
根据这种结构，在f轴限制处理部303中，针对f轴电流模拟F/B模型302的输出值即模拟FB电压指令值vf_pse_fb，为了获得与f轴非干扰电压vf_dcpl相加的余量，进行基于以f轴非干扰电压vf_dcpl向负向偏移后的电源电压Vdc的限制处理，具体而言，进行使上限值限制为“Vdc-vf_dcpl”、下限值限制为“-Vdc-vf_dcpl”的限制处理。
另外，可以如图20所示那样构成f轴限制处理部303。图20是f轴限制处理部303的详细框图的另一个例子。在这一个例子中，f轴限制处理部303具有比较器1701、反转器1702、比较器1703、减法运算器1704以及加法运算器1705。
在比较器1701的前段设置有加法运算器1705，在加法运算器1705中，对从非干扰控制部405输出的f轴非干扰电压vf_dcpl、和从f轴电流模拟F/B模型302输出的模拟FB电压指令值vf_pse_fb进行加法运算。而且，比较器1701对电池1的电源电压Vdc和加法运算器1705的加法运算结果进行比较，将较小的值向比较器1703输出。
反转器1702使电源电压Vdc的符号反转。
比较器1703对来自比较器1701的输出和来自反转器1702的输出进行比较，将较大的值向减法运算器1704输出。
减法运算器1704从比较器1703的输出值减去自非干扰控制部405输出的f轴非干扰电压vf_dcpl而计算出f轴F/F补偿电压vf_ff。减法运算器1704将f轴F/F补偿电压vf_ff向f轴电流模型301、以及构成f轴电流控制部408的加法运算器205输出。
即使形成为这种结构，在f轴限制处理部303中，针对f轴电流模拟F/B模型302的输出值即模拟FB电压指令值vf_pse_fb，为了获得与f轴非干扰电压vf_dcpl相加的余量，也进行基于以f轴非干扰电压vf_dcpl向负向偏移得到后的电源电压Vdc的限制处理，具体而言，进行使上限值限制为“Vdc-vf_dcpl”、下限值限制为“-Vdc-vf_dcpl”的限制处理。
接下来，对f轴F/B补偿器202进行详细说明。图21是f轴F/B补偿器202的详细框图。f轴F/B补偿器202具有模块1801、乘法运算器1802以及减法运算器1803。
模块1801是延迟滤波器，进行以控制***具有的无用时间L延迟的延迟处理。模块1801使f轴电流标准响应if_ref相对于从f轴F/F补偿器201输出的f轴电流标准响应if_ref的输入而延迟，计算出用于使f轴电流标准响应if_ref和f轴电流if的相位相匹配的无用时间处理后f轴电流标准响应if_ref'，向在乘法运算器1802的前段设置的减法运算器1803输出。这里，控制***具有的无用时间L相当于控制运算滞后量。模块1801是执行延迟步骤的模块的一个例子。
减法运算器1803针对从模块1801输出的无用时间处理后f轴电流标准响应if_ref'减去自A/D变换器107输出的f轴电流if而计算出减法运算结果。
乘法运算器1802以减法运算器1803的减法运算结果为输入而对f轴F/B增益Kf进行乘法运算，由此计算出f轴F/B补偿电压vf_fb并将f轴F/B补偿电压vf_fb向加法运算器205输出。此外，f轴F/B增益Kf是以使得增益余量、相位余量等的稳定性满足规定基准的方式通过实验进行调整而确定值的。
通过这样构成，在f轴F/B补偿器202中，对基于f轴电流if的f轴F/B补偿电压vf_fb进行计算。
图22是f轴稳定性补偿器203的详细框图。f轴稳定性补偿器203由模块1901、模块1902、模块1903以及减法运算器1904构成。
模块1901针对从A/D变换器107输出的f轴电流if的输入进行滤波处理而计算出第一f轴电压推定值vf_est1，将f轴电压推定值vf_est1向减法运算器1904输出。模块1901是包含后述的模块1903的低通滤波器1/(τh_f·s+1)的、具有(Lf'·s+Rf)/(τh_f·s+1)的特性的延迟滤波器。
模块1902是与模块1801相同的延迟滤波器。模块1902针对从f轴限制处理部204输出的第一f轴电压指令值vf_dsh以控制***具有的无用时间L使其延迟而计算出第二f轴电压推定值vf_est2。而且，模块1902将第二f轴电压推定值vf_est2向模块1903输出。
模块1903是具有1/(τh_f·s+1)的特性的低通滤波器。模块1903针对从模块1902输出的第二f轴电压推定值vf_est2进行低通滤波处理而计算出第三f轴电压推定值vf_est3。而且，模块1903将第三f轴电压推定值vf_est3向减法运算器1904输出。
减法运算器1904从第三f轴电压推定值vf_est3减去第一f轴电压推定值vf_est1而将f轴稳定性补偿电压vf_rbst向加法运算器206输出。
这样，针对第一f轴电压指令值vf_dsh，进行作为延迟滤波器的模块1901、以及作为低通滤波器的模块1903的处理，减去基于测定值的第一f轴电压推定值vf_est1而计算出用于进一步提高稳定性的f轴稳定性补偿电压vf_rbst。
图23是表示利用上述图14至22说明的电机4的控制处理的流程图。控制器2执行预先规定的程序而执行这些控制。
在步骤S1中，利用A/D变换部411而获取电流值(u相电流ius、v相电流ivs以及f轴电流if)、以及电机4的电角θre。
在步骤S2中，基于步骤S1中获取的电角θre而计算出作为机械角速度的电机转速ωrm以及电角速度ωre。
在步骤S3中，先读补偿部403基于步骤S2中计算出的电角θre而计算出先读补偿后电角θre'。
在步骤S4中，坐标变换部404基于步骤S1中计算出的u相电流iu、v相电流iv而计算出d轴电流id以及q轴电流iq。
在步骤S5中，基于电机转速ωrm、转矩指令值T*以及电源电压Vdc而计算出d轴电流指令值id*、q轴电流指令值iq*以及f轴电流指令值if*。
在步骤S6中，利用q轴电流控制部406、d轴电流控制部407以及f轴电流控制部408而计算出第一d轴电压指令值vd_dsh、d轴电流标准响应id_ref、d轴电流标准响应的微分值s·id_ref、第一q轴电压指令值vq_dsh、q轴电流标准响应iq_ref、第一f轴电压指令值vf_dsh、f轴电流标准响应if_ref以及f轴电流标准响应的微分值s·if_ref。
在步骤S7中，非干扰控制部405根据步骤S2中计算出的电角速度ωre、步骤S6中计算出的d轴电流标准响应id_ref、d轴电流标准响应的微分值s·id_ref、q轴电流标准响应iq_ref、f轴电流标准响应if_ref以及f轴电流标准响应的微分值s·if_ref而计算出非干扰电压vd_dcpl、vq_dcpl、vf_dcpl。
在步骤S8中，电压指令值运算部409针对步骤S6中计算出的第一d轴电压指令值vd_dsh、第一q轴电压指令值vq_dsh以及第一f轴电压指令值vf_dsh分别加上步骤S7中计算出的非干扰电压vd_dcpl、vq_dcpl以及vf_dcpl，而计算出第二d轴电压指令值vd*、第二q轴电压指令值vq*以及第二f轴电压指令值vf*。
在步骤S9中，坐标变换器410针对步骤S8中计算出的第二d轴电压指令值vd*、第二q轴电压指令值vq*以及第二f轴电压指令值vf*进行坐标变化处理，由此计算出uvw各相的电压指令值vu*、vv*、vw*。
由此，控制器2执行步骤S1～S9的处理而生成用于对电机4进行控制的指令值。在生成的指令值中，经由PWM变换器102以及逆变器103而对电机4的定子侧的绕组施加步骤S9中计算出的电压指令值vu*、vv*、vw*。经由f轴电流输出部105而对电机4的转子侧的绕组施加步骤S8中计算出的第二f轴电压指令值vf*。由此，进行电机101的旋转控制。
以上是考虑f轴电压饱和而对f轴电流if进行控制的电机控制方法。在针对这种电机控制而实施减振控制处理的情况下，需要对构成减振控制运算处理部2b具有的磁通推定器802的励磁磁通推定器902实施考虑了f轴电压饱和的处理。
图24是第二实施方式的励磁磁通推定器902的控制框图。本实施方式的励磁磁通推定器902构成为包含控制模块2401、2404、乘法运算器2402、控制模块2403、限制器2405以及加法运算器2406。
控制模块2401是对f轴电压vf至f轴电流if的传递特性进行了模型化的f轴模型。该f轴模型具有(τqs+1)/(Lfs+Rf)的特性。控制模块2401将考虑了从限制器2405输出的f轴电压饱和特性的f轴电流标准响应vfc_lim输入，计算出考虑了f轴电压vf至f轴电流if的传递特性的f轴电流标准响应if_ref，输出至乘法运算器2402和控制模块2404。
乘法运算器2402对f轴电流标准响应if_ref乘以定子与转子之间的互电感Mf而计算出励磁磁通推定值φf＾。关于互电感Mf，可以使用电机4的任意的动作点(代表动作点)的值，也可以参照预先存储的对应图数据而求出。
控制模块2403由增益Gaf构成。增益Gaf由上述式(30)表示。控制模块2403将对输入的f轴电流指令值if1*乘以增益Gaf所得的值输出至加法运算器2406。
控制模块2404是由增益Gbf、1/(τqs+1)构成的滤波器。增益Gbf由上述式(30)表示。控制模块2404将针对f轴电流标准响应if_ref实施滤波处理所得的值输出至加法运算器2406。
加法运算器2406将控制模块2403、2404的各输出值相加而计算出f轴电压指令值vfc。计算出的f轴电压指令值vfc被输出至f轴限制器2405。
这样，本实施方式的励磁磁通推定器902具有控制模块2403和控制模块2404，对f轴电流指令值if1*乘以增益Gaf且对f轴电流标准响应if_ref乘以增益Gbf而构成电流F/B***(f轴电流F/B模型)。由此，在f轴电压不饱和的情况下，能够使f轴电流响应与一阶滞后的传递特性(参照式(6))一致。
f轴限制器2405根据电源电压Vdc对f轴电流指令值vfc进行限制处理而模拟f轴电压饱和特性。由此，励磁磁通推定器902在配置于后段的控制模块2401中计算出考虑了f轴电压饱和特性的f轴电流标准响应if_ref。
另外，关于本实施方式的减振控制运算处理部2b(参照图8)，对磁通推定器802具有的控制模块2401、2404实施q轴电流响应的相位提前补偿(τqs+1)，由此能够计算出考虑了q轴电流响应滞后的q轴电流指令值iq2*。即，在由对f轴电压vf至构成转子电流的f轴电流if的特性进行了模型化的f轴模型、输入有f轴电流指令值if1*及f轴模型的输出的f轴电流F/B模型、以及对f轴电流F/B模型的输出进行限制处理的f轴限制器2405构成的模拟性F/B***中，针对f轴模型和f轴电流F/B模型对q轴电流响应进行相位提前补偿而计算出本实施方式的励磁磁通推定值φf＾。由此，在减振控制运算处理部2b中，能够适当地模拟f轴电压饱和的情况下的f轴电流响应。
接下来，对本实施方式的磁阻转矩等效磁通推定器901进行说明。在以使得d轴电流响应时间常数和q轴电流响应时间常数一致的方式对电流进行控制的情况下，与第一实施方式所示的结构(参照图10)相比，能够简化磁阻转矩等效磁通推定器901的结构。图25表示简化的磁阻转矩等效磁通推定器901的控制框图。本实施方式的磁阻转矩等效磁通推定器901由乘法运算器2301构成。
乘法运算器2301针对从第一电流指令值运算器801输出的d轴电流指令值id1*乘以d轴电感Ld和q轴电感Lq的差值Ld-Lq，计算出等效磁阻转矩磁通推定值φr＾。关于d轴电感Ld及q轴电感Lq，可以使用电机4的任意的动作点(代表动作点)的值，也可以参照预先存储的对应图数据而求出。此外，在以使得d轴电流响应时间常数和q轴电流响应时间常数一致的方式对电流进行控制的情况下，如果针对模拟了d轴电流响应滞后得到的一阶滞后的传递特性而对q轴电流响应进行相位提前补偿，则该传递特性变为1。因此，与第一实施方式所示的结构(参照图10)相比，能够简化本实施方式所示的磁阻转矩等效磁通推定器901的结构。
针对减振控制运算处理部2b应用上述磁通推定器802，由此能够考虑励磁磁通的响应滞后和磁阻转矩的影响而抑制驱动轴扭转振动。
下面，参照图26对第二实施方式的电动车辆的控制方法(减振控制处理)的作用效果进行说明。
图26是表示本实施方式的控制结果的时序图。横轴表示时间，纵轴从左侧的上方开始依次表示电机转矩指令值[Nm]、车辆前后加速度[m/s2]以及f轴电压[V]，从右侧的上方开始依次表示q轴电流指令值[A]、d轴电流指令值[A]以及f轴电流指令值[A]。图中的实线表示本实施方式，虚线表示现有技术的控制(现有例)。
图26所示的是在车辆利用电机4的再生转矩减速时，使电机转矩指令值在时刻t1的定时阶梯式地变化(提高)而加速的情况。此外，本时序图所示的控制(本实施方式以及现有控制)中，应用JP5900609B中公开的方法计算出考虑了齿轮的背隙的影响而抑制驱动轴扭转振动的电机转矩指令值(最终转矩指令值)。
在本时序图的本实施方式的控制中，f轴电流标准响应时间常数(参照控制模块701(τf))设定为产生f轴电压饱和的值。如实线所示，在应用了本实施方式的情况下，利用考虑d轴电流id和f轴电流if计算出的q轴电流指令值iq2*而实现抑制驱动轴扭转振动的电机转矩(参照图8)，由此能够抑制车辆前后加速度振动。
另一方面，如虚线所示，在现有控制中，在对q轴电流指令值进行计算时未考虑d轴电流以及f轴电流，因此，由于齿轮的背隙的影响会产生车辆前后加速度振动。
如上，根据第二实施方式的电动车辆的控制方法，在由对从f轴电压vf至构成转子电流的f轴电流if的特性进行了模型化的f轴模型、输入有f轴电流指令值if1*及f轴模型的输出的f轴电流F/B模型、以及对f轴电流F/B模型的输出进行限制处理的f轴限制器2405构成的模拟性F/B***中，针对f轴模型及f轴电流F/B模型而对q轴电流响应进行相位提前补偿，由此计算出本实施方式的励磁磁通推定值φf＾。由此，在减振控制运算处理部2b中，能够适当地模拟f轴电压饱和的情况下的f轴电流响应。
以上对本发明的实施方式进行了说明，上述实施方式不过示出了本发明的应用例的一部分，其主旨并非将本发明的技术范围限定为上述实施方式的具体结构。

Claims (9)

1.一种电动车辆的控制方法，所述电动车辆以绕组励磁型同步电机为驱动源，所述绕组励磁型同步电机具有：转子，其具有转子绕组；以及定子，其具有定子绕组，所述电动车辆的控制方法是对所述定子绕组中流通的定子电流和所述转子绕组中流通的转子电流进行控制，其中，
基于车辆信息而设定基本转矩指令值，
基于所述基本转矩指令值及所述车辆信息，计算出针对所述定子电流的d轴电流指令值及第一q轴电流指令值、以及针对所述转子电流的f轴电流指令值，
基于所述d轴电流指令值及所述f轴电流指令值，计算出作为所述转子中产生的磁通的推定值的磁通推定值，
基于所述第一q轴电流指令值及所述磁通推定值，计算出最终转矩指令值，
基于所述磁通推定值及所述最终转矩指令值，计算出第二q轴电流指令值，
基于所述第二q轴电流指令值、所述d轴电流指令值以及所述f轴电流指令值，对所述定子电流及所述转子电流进行控制。
2.根据权利要求1所述的电动车辆的控制方法，其中，
针对基于所述第一q轴电流指令值及所述磁通推定值而计算出的减振控制前转矩指令值，利用将所述电动车辆的驱动轴转矩传递***的固有振动频率分量除去的滤波器实施抑制该驱动轴转矩传递***的扭转振动的减振控制，由此计算出所述最终转矩指令值。
3.根据权利要求1或2所述的电动车辆的控制方法，其中，
通过由所述磁通推定值除所述最终转矩指令值而计算出所述第二q轴电流指令值。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电动车辆的控制方法，其中，
基于所述f轴电流指令值，计算出作为所述转子的励磁磁通的推定值的励磁磁通推定值，
基于所述d轴电流指令值，计算出所述转子中产生的磁阻转矩的等效磁通推定值，
对所述励磁磁通推定值和所述等效磁通推定值进行加法运算而计算出所述磁通推定值。
5.根据权利要求4所述的电动车辆的控制方法，其中，
利用如下传递特性而计算出所述励磁磁通推定值，该传递特性构成为针对模拟了相对于构成所述转子电流的f轴电流的所述f轴电流指令值的响应滞后得到的f轴电流传递特性，对q轴电流响应进行相位提前补偿。
6.根据权利要求5所述的电动车辆的控制方法，其中，
所述f轴电流传递特性为一阶滞后的传递函数。
7.根据权利要求4所述的电动车辆的控制方法，其中，
在由对f轴电压至构成所述转子电流的f轴电流的特性进行了模型化得到的f轴模型、输入有所述f轴电流指令值及所述f轴模型的输出的f轴电流反馈(F/B)模型、以及对所述f轴电流F/B模型的输出进行限制处理的f轴限制器构成的模拟性F/B***中，针对所述f轴模型及f轴电流F/B模型而对q轴电流响应进行相位提前补偿，由此计算出所述励磁磁通推定值。
8.根据权利要求4所述的电动车辆的控制方法，其中，
利用如下传递特性而计算出所述等效磁通推定值，该传递特性构成为针对模拟了相对于构成所述定子电流的d轴电流的所述d轴电流指令值的响应滞后得到的d轴电流传递特性而对q轴电流响应进行相位提前补偿。
9.一种电动车辆的控制装置，其具有：绕组励磁型同步电机，其具有转子及定子，所述转子具有转子绕组，所述定子具有定子绕组；以及控制器，其对所述定子绕组中流通的定子电流及所述转子绕组中流通的转子电流进行控制，其中，
所述控制器基于车辆信息而设定基本转矩指令值，
基于所述基本转矩指令值及所述车辆信息，计算出针对所述定子电流的d轴电流指令值及第一q轴电流指令值、以及针对所述转子电流的f轴电流指令值，
基于所述d轴电流指令值及所述f轴电流指令值，计算出作为所述转子中产生的磁通的推定值的磁通推定值，
基于所述第一q轴电流指令值及所述磁通推定值，计算出最终转矩指令值，
基于所述磁通推定值及所述最终转矩指令值，计算出第二q轴电流指令值，
基于所述第二q轴电流指令值、所述d轴电流指令值以及所述f轴电流指令值，对所述定子电流及所述转子电流进行控制。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114043880A (zh) * 2021-11-08 2022-02-15 中国铁道科学研究院集团有限公司 一种车辆纯电制动控制方法、装置和***

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7334705B2 (ja) * 2020-10-13 2023-08-29 トヨタ自動車株式会社 電動車両の制御装置

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1799192A (zh) * 2003-05-30 2006-07-05 瓦莱奥电机设备公司 用于多方式电机的脉冲宽度调制控制电路和装备有这种控制电路的多方式电机
CN1809956A (zh) * 2003-06-23 2006-07-26 通用汽车公司 用于ac电机的位置无传感器控制算法
CN103348584A (zh) * 2011-02-15 2013-10-09 丰田自动车株式会社 旋转电机驱动***
JP2015080353A (ja) * 2013-10-18 2015-04-23 三菱電機株式会社 電動機の駆動装置および電動機の駆動方法
CN104885356A (zh) * 2013-01-25 2015-09-02 日产自动车株式会社 感应电动机控制装置以及感应电动机控制方法
CN105099316A (zh) * 2015-03-02 2015-11-25 清华大学 一种电励磁同步电机的电流协调控制方法
JP2017158415A (ja) * 2016-03-04 2017-09-07 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置
JP2017175853A (ja) * 2016-03-25 2017-09-28 日産自動車株式会社 電動車両の制御方法、及び、電動車両の制御装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2918026C2 (de) 1979-05-04 1982-07-15 Triumph-Adler Aktiengesellschaft für Büro- und Informationstechnik, 8500 Nürnberg Vorrichtung zum Einstellen eines Typenträgers z. B. einer Schreibmaschine
JPS59609B2 (ja) 1980-07-24 1984-01-07 東和工業株式会社 紡機に於けるニユ−マチツククリヤラ−装置
JP3566163B2 (ja) * 2000-01-07 2004-09-15 株式会社東芝 モータ制御装置
US6483198B2 (en) * 2001-01-19 2002-11-19 Transportation Techniques Llc Hybrid electric vehicle having a selective zero emission mode, and method of selectively operating the zero emission mode
KR101549283B1 (ko) * 2011-10-12 2015-09-01 엘에스산전 주식회사 영구자석 동기 전동기 구동 시스템의 파라미터 추정장치
JP5839111B2 (ja) * 2012-03-22 2016-01-06 日産自動車株式会社 三相交流誘導モータの制御装置及び三相交流誘導モータの制御方法
US20150333683A1 (en) * 2012-12-28 2015-11-19 Nissan Motor Co., Ltd. Motor control apparatus and motor control method

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1799192A (zh) * 2003-05-30 2006-07-05 瓦莱奥电机设备公司 用于多方式电机的脉冲宽度调制控制电路和装备有这种控制电路的多方式电机
CN1809956A (zh) * 2003-06-23 2006-07-26 通用汽车公司 用于ac电机的位置无传感器控制算法
CN103348584A (zh) * 2011-02-15 2013-10-09 丰田自动车株式会社 旋转电机驱动***
CN104885356A (zh) * 2013-01-25 2015-09-02 日产自动车株式会社 感应电动机控制装置以及感应电动机控制方法
JP2015080353A (ja) * 2013-10-18 2015-04-23 三菱電機株式会社 電動機の駆動装置および電動機の駆動方法
CN105099316A (zh) * 2015-03-02 2015-11-25 清华大学 一种电励磁同步电机的电流协调控制方法
JP2017158415A (ja) * 2016-03-04 2017-09-07 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置
JP2017175853A (ja) * 2016-03-25 2017-09-28 日産自動車株式会社 電動車両の制御方法、及び、電動車両の制御装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114043880A (zh) * 2021-11-08 2022-02-15 中国铁道科学研究院集团有限公司 一种车辆纯电制动控制方法、装置和***
CN114043880B (zh) * 2021-11-08 2023-09-01 中国铁道科学研究院集团有限公司 一种车辆纯电制动控制方法、装置和***

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