CN113037090A - Dc/dc变换器的控制方法和装置、计算机设备 - Google Patents

Dc/dc变换器的控制方法和装置、计算机设备 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种DC/DC变换器的控制方法和装置、计算机设备。该DC/DC变换器的控制方法包括：根据调制波和载波控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值；其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波。采用本发明实施例中的技术方案，能够实现DC/DC变换器中变压器磁链频率和滤波器频率的解耦，在提高变压器磁链频率的同时提高滤波器的工作频率，有利于减小滤波器的体积和成本。

Description

DC/DC变换器的控制方法和装置、计算机设备
技术领域
本发明涉及DC/DC变换器技术领域，尤其涉及一种DC/DC变换器的控制方法和装置、计算机设备。
背景技术
DC/DC变换器用于把直流电转换成不同电压的直流电输出。DC/DC变换器一般采用移相占空比调制，调制时二级管桥的输出电流idcm中交流分量的频率和变压器磁链的频率耦合在一起。
现阶段，通过提高DC/DC变换器的变压器磁链的频率可以有效地减小变压器磁心的体积，但是，磁链频率增加又会给变压器绝缘和散热带来影响。考虑散热器和绝缘材料的体积，磁链频率超过一定阈值之后变压器体积不减反增，损耗也会增大，因此，对于高电压、大功率变压器而言，变压器磁链的频率并不是越高越好。相比之下，对于DC/DC变换器的输出侧滤波器而言，电流纹波频率越高滤波器体积越小。
因此，DC/DC变换器的变压器体积和滤波器体积之间存在矛盾。
发明内容
本发明实施例提供了一种DC/DC变换器的控制方法和装置、计算机设备，能够实现DC/DC变换器中变压器磁链频率和滤波器频率的解耦，在提高变压器磁链频率的同时提高滤波器的工作频率，有利于减小滤波器的体积和成本。
第一方面，本发明实施例提供一种DC/DC变换器的控制方法，该方法包括：
根据调制波和载波生成脉冲宽度调制PWM信号；
根据PWM信号控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值；
其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波。
在第一方面的一种可能的实施方式中，根据调制波和载波控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开的步骤，包括：针对每相桥臂，比较同一时刻下该相桥臂的调制波的幅值和对应载波的幅值，根据比较结果分别生成第一电平信号和第二电平信号，第一电平信号和第二电平信号互为相反电平；根据第一电平信号控制该相桥臂的上桥臂导通或断开，以及根据第二电平信号控制该相桥臂的下桥臂导通或断开。
在第一方面的一种可能的实施方式中，在根据调制波和载波控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开的步骤之后，该方法还包括：根据DC/DC变换器的给定输出功率，或者给定输出功率和反馈输出功率的差值调整调制波的幅值。
在第一方面的一种可能的实施方式中，调制波的频率为根据变压器体积、变压器效率以及变压器绝缘性能确定。
在第一方面的一种可能的实施方式中，载波的频率根据DC/DC变换器的开关损耗和滤波器体积确定。
第二方面，本发明实施例提供一种DC/DC变换器的控制装置，该装置包括：
PWM信号生成模块，用于根据调制波和载波生成PWM信号；
控制模块，用于根据PWM信号控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值；
其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波。
在第二方面的一种可能的实施方式中，控制模块具体用于，针对每相桥臂，比较同一时刻下该相桥臂的调制波的幅值和载波的幅值，根据比较结果分别生成第一电平信号和第二电平信号，第一电平信号和第二电平信号互为相反电平；根据第一电平信号控制该相桥臂的上桥臂导通或断开，以及根据第二电平信号控制该相桥臂的下桥臂导通或断开。
在第二方面的一种可能的实施方式中，控制模块还用于，根据DC/DC变换器的给定输出功率，或者给定输出功率和反馈输出功率的差值调整调制波的幅值。
在第二方面的一种可能的实施方式中，该装置设置在变流器控制器中。
第三方面，本发明实施例提供一种计算机设备，其上存储有程序，程序被处理器执行时实现如上所述的DC/DC变换器的控制方法。
本发明实施例采用了方波作为调制波并且根据方波和三角载波对DC/DC变换器中的多相桥臂实施了控制，结果使得DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值能够大于预设解耦阈值，即能够实现DC/DC变换器输出侧电流的频率和变压器磁链的频率之间的解耦，从而能够在不提高变压器磁链频率的同时提高输出电流的频率，减小滤波器尺寸。
附图说明
从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明其中，相同或相似的附图标记表示相同或相似的特征。
图1为三相单有源桥DC/DC变换器的结构拓扑示意图；
图2为本发明实施例提供的DC/DC变换器的基于直流电平的调制原理和对应电路参数的时序状态图；
图3为发明实施例提供的DC/DC变换器的控制方法的流程示意图；
图4为本发明实施例提供的DC/DC变换器的基于方波的调制原理和对应电路参数的时序状态图；
图5为本发明实施例提供的功率闭环控制的逻辑框图；
图6为发明实施例提供的DC/DC变换器的控制装置的结构示意图；
图7为本发明实施例提供的海上风场拓扑示意图之一；
图8为本发明实施例提供的海上风场拓扑示意图之二。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。
图1为三相单有源桥DC/DC变换器的结构拓扑示意图。
如图1所示，三相单有源桥DC/DC变换器依次由输入侧电容Cin、输入侧三相逆变器101、三相变压器102、输出侧三相二极管桥103、输入侧电容Cout和输出侧低通滤波器Lfilter组成。
目前，三相单有源桥DC/DC变换器的调制方法为：将幅值可调的直流电平和幅值固定的三相互差120度的三角载波进行比较，相位互差120度的三路占空比可调的脉冲宽度调制PWM脉冲，这三路PWM脉冲分别作为逆变器101中三相可控整流桥的触发信号。
由于DC/DC变换器输出是的直流电，不需要跟踪电流波形，因此一般采用直流电平作为DC/DC变换器的调制波。
图2为本发明实施例提供的DC/DC变换器的基于直流电平的调制原理和对应电路参数的时序状态图。
第一行坐标区域示出了一路直流电平和三路三角载波Ca、Cb和Cc的时序状态。其中，Ca、Cb和Cc的频率和幅值均相等，相位互差120°。
第二行坐标区域示出了调制后的idcm的时序状态，其中，idcm为DC/DC变换器三相二极管桥的输出侧电流，可用来表示滤波器的工作频率。
第三坐标区域示出了调制后的ia的时序状态，其中，ia为变压器输入侧的a相线电流，可用ia的频率来表示变压器的磁链频率。
通过分析ia的变化趋势，可以得到DC/DC变换器电路在一个周期内共有9种模态，模态序号分别为：a1、a2、a3、b1、b2、b3、c1、c2、c3。
参看图2，假设用Tidcm表示idcm的周期，Tic和ic的周期，则有：
Tidcm＝Ti3/3
对应地，假设用fidcm表示idcm的频率，fia表示ia的频率，则有：
fidcm′＝3×fia
也就是说，idcm'与ia的频率比为3比1，即DC/DC变换器输出侧电流的频率和变压器磁链的频率以3比1耦合在一起。
对于DC/DC变换器的输出侧滤波器而言，输出侧电流的频率越高体积越小，但是，从变压器绝缘与散热方面考虑，当变压器磁链的频率超过一定阈值之后变压器体积不减反增且损耗会增大，也就是说，变压器磁链的频率不能过高，因此，DC/DC变换器输出测电流的高频化和变压器磁链的频率的低频化之间矛盾突出，使得DC/DC变换器体积难以进一步减小。
为了解决上述矛盾，本发明实施例提供一种DC/DC变换器的控制方法和装置、计算机设备。采用本发明实施例中的技术方案，能够实现DC/DC变换器中变压器磁链频率和滤波器频率的解耦，即在不提高变压器磁链频率的同时可以提高滤波器的工作频率，有利于减小滤波器的体积和成本。
图3为本发明实施例提供的DC/DC变换器的控制方法的流程示意图。
如图3所示，本发明实施例提供的DC/DC变换器的控制方法包括步骤301和步骤302。
在步骤301中，根据调制波和载波生成脉冲宽度调制PWM信号；
在步骤302中，根据所生成的PWM信号控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值。
其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波。
图4为本发明实施例提供的DC/DC变换器的基于方波的调制原理和对应电路参数的时序状态图。
第一行坐标区域示出了三路方波a，b，c和一路三角载波的时序状态，其中，a，b，c的频率均为fs，幅值均为m，相位互差120°，三角载波信号的频率为fc，幅值为1。
第二行坐标区域示出了调制后的idcm'的时序状态，其中，idcm'为DC/DC变换器三相二极管桥的输出侧电流idcm的等效电流，可用idcm'的频率来表示滤波器的工作频率。
第三行坐标区域示出了调制后的ic的时序状态，其中，ic为变压器输入侧的c相线电流，可用ic频率来表示变压器的磁链频率。
以图4为例，调制时，三路方波信号a，b，c分别针对DC/DC变换器的三相桥臂，通过比较同一时刻下属于同一相位的方波信号的幅值和对应三角载波信号的幅值，就能够得到对应该相桥臂的脉冲宽度调制PWM信号。
具体实施步骤为：针对每相桥臂，比较同一时刻下该相桥臂的方波信号的幅值和对应三角载波信号的幅值，根据比较结果分别生成第一电平信号和第二电平信号，同一时刻下第一电平信号和第二电平信号互为相反电平。然后根据第一电平信号控制该相桥臂的上桥臂导通或断开及根据第二电平信号控制该相桥臂的下桥臂导通或断开。
这里第一电平信号和第二电平信号的取值为高电平或者低电平。
以上桥臂和下桥臂均采用P型晶体管为例，某一时刻下，若方波信号的幅值大于对应三角载波信号的幅值，则针对上桥臂生成低电平信号，以控制上桥臂导通，并且针对下桥臂生成高电平信号，以控制下桥臂断开。反之，若方波信号的幅值小于对应三角载波信号的幅值，则针对上桥臂生成高电平信号，以控制上桥臂断开，并且针对下桥臂生成低电平信号，以控制下桥臂导通。
通过分析ic的变化趋势，可以得到DC/DC变换器电路在一个周期内共有36种模态，模态序号分别为：a1，a2，a3，b1，b2，b3，c1，c2，c3，d1，d2，d3，e1，e2，e3，f1，f2，f3，g1，g2，g3，h1，h2，h3，i1，i2，i3，j1，j2，j3，k1，k2，k3，l1，l2，l3。
参看图4，假设用Tidcm′表示idcm'的周期，Tic和ic的周期，则有：
Tidcm′＝Tic/12
对应地，假设用fidcm′表示idcm'的频率，fic表示ic的频率，则有：
fidcm′＝12×fic
也就是说，idcm'与ic的频率比为12比1，即输出侧电流的频率和变压器磁链的频率比为12:1，远大于图1中提到的3比1。这样，在DC/DC变换器的变压器磁链的频率较低的情况下，输出侧滤波器仍然可以具有较高的频率。考虑到输出侧频率越高滤波器体积越小，可以使得滤波器的体积不受变压器磁链的频率的限制，从而能够解决DC/DC变换器输出测电流的高频化和变压器磁链的频率的低频化之间的矛盾，使得DC/DC变换器体积可以进一步减小。
如上所述，本发明实施例采用了方波作为调制波并且根据方波和三角载波对DC/DC变换器中的多相桥臂实施了控制，结果使得DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值能够大于预设解耦阈值，即能够实现DC/DC变换器输出侧电流的频率和变压器磁链的频率之间的解耦，从而能够在不提高变压器磁链频率的同时提高输出电流的频率，减小滤波器尺寸。
此外，与正弦波等其他调制波相比，采用方波作为调制波不会在DC/DC变换器的输出侧引入交流分量，有利于提高DC/DC变换器的控制精度。
另外，可以通过调整方波的幅值m控制DC/DC变换器的传输功率。
在一些实施例中，可以根据DC/DC变换器的需要传递的功率(给定输出功率)直接计算出对应的m，以进行功率开环控制。
在一些实施例中，也可以参照图5所示，基于反馈调节原理，根据DC/DC变换器的给定输出功率P*和反馈输出功率P的差值调整调制波的幅值m，以进行功率闭环控制，与开环控制相比，闭环控制的方式能够提高变流器的功率控制精度。
在一些实施例中，方波的频率可以根据变压器体积、变压器效率以及变压器绝缘性能确定。比如，提高方波的频率可以有效地减小变压器磁心的体积，提高变压器转换效率，但是，方波频率增加又会给变压器绝缘和散热带来影响。考虑散热器和绝缘材料的体积，方波频率超过一定阈值之后变压器体积不减反增，损耗也会增大。因此，也就是说，在利用方波和三角载波对DC/DC变换器进行调制之前，可以先根据变压器体积、变压器效率以及变压器绝缘性能折中选取方波的频率，从而使得调制后的DC/DC变换器在变压器侧的设计得到优化。
在一些实施例中，三角载波的频率可以根据DC/DC变换器的开关损耗和滤波器体积确定。比如，三角载波的频率越高，开关损耗越大，但滤波器体积却越小，因此，在利用方波和三角载波对DC/DC变换器进行调制之前，可以先平衡考虑DC/DC变换器的开关损耗与滤波器体积的影响，折中选取载波频率，以使得调制后的DC/DC变换器在滤波器侧的设计得到优化。
当然，也可以在利用方波和三角载波对DC/DC变换器进行调制之前，先根据变压器磁链的最优频率确定方波的频率并且平衡考虑DC/DC变换器的开关损耗与滤波器体积的影响折中选取载波频率，从而使得调制后的DC/DC变换器在变压器侧和滤波器侧的设计均得到优化。
图6为本发明实施例提供的DC/DC变换器的控制装置的示意图。
如图6所示，本发明实施例的DC/DC变换器的控制装置包括：PWM信号发生模块601和控制模块602。
其中，PWM信号发生模块601用于根据调制波和载波生成PWM信号；控制模块602用于根据PWM信号控制DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值。
其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波。
本发明实施例采用了方波作为调制波并且根据方波和三角载波对DC/DC变换器中的多相桥臂实施了控制，结果使得DC/DC变换器的输出电流的频率和DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值能够大于预设解耦阈值，即能够实现DC/DC变换器输出侧电流的频率和变压器磁链的频率之间的解耦，从而能够在不提高变压器磁链频率的同时提高输出电流的频率，减小滤波器尺寸。
在一些实施例中，控制模块具体用于针对每相桥臂，比较同一时刻下该相桥臂的调制波的幅值和载波的幅值，根据比较结果分别生成第一电平信号和第二电平信号，第一电平信号和第二电平信号互为相反电平；根据第一电平信号控制该相桥臂的上桥臂导通或断开，以及根据第二电平信号控制该相桥臂的下桥臂导通或断开。
在一些实施例中，控制模块还用于根据DC/DC变换器的给定输出功率，或者给定输出功率和反馈输出功率的差值调整调制波的幅值。
需要说明的是，本发明实施例中的DC/DC变换器的控制装置可以设置在变流器控制器中，从而不需要变更任何硬件，也可以是具有独立运算功能的逻辑器件，此处不进行限定。
下面结合图7和图8对基于本发明实施例中的方波调制技术的DC/DC变换器的应用场景进行说明。
图7中示出的风电机组为交流输出风电机组。
如图7所示，风机发出的交流电经过升压变压器701后将低压交流电或者中压交流电升高至中压或者高压交流电33KV，多个交流输出风电机组在交流汇集网处经过升压变压器702后与送端柔性直流换流站703交流侧相连，通过直流线路将功率送出。
但是，当风力发电机单机容量进一步扩大，发电机之间距离进一步增加，此时交流汇集网内也会出现交流电压稳定性的问题。此时可以采用图6所示的直流汇集直流传输的发电、输电方式。
图8中示出的风电机组为直流输出风电机组。
如图8所示，风机发出的交流电通过整流器801整流后，经过一级DC/DC变换器802将低压直流电或者中压直流电升高至中压或者高压直流电30KV，多个风机直流汇集后经过一个送端直流/直流换流站803将直流电压等级进一步升高，经过直流线路将功率送出。
为了降低成本，直流输出风电机组内部的DC/DC变换器802以及送端DC/DC换流器803都可以采用单有源桥变换器，本文所提的调制策略及控制办法有利于设计高电压大容量的单有源桥变换器有利于提高变换器功率密度。
需要明确的是，本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同或相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。对于装置实施例而言，相关之处可以参见方法实施例的说明部分。本发明实施例并不局限于上文所描述并在图中示出的特定步骤和结构。本领域的技术人员可以在领会本发明实施例的精神之后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。并且，为了简明起见，这里省略对已知方法技术的详细描述。
以上所述的结构框图中所示的功能块可以实现为硬件、软件、固件或者它们的组合。当以硬件方式实现时，其可以例如是电子电路、专用集成电路(ASIC)、适当的固件、插件、功能卡等等。当以软件方式实现时，本发明实施例的元素是被用于执行所需任务的程序或者代码段。程序或者代码段可以存储在机器可读介质中，或者通过载波中携带的数据信号在传输介质或者通信链路上传送。“机器可读介质”可以包括能够存储或传输信息的任何介质。机器可读介质的例子包括电子电路、半导体存储器设备、ROM、闪存、可擦除ROM(EROM)、软盘、CD-ROM、光盘、硬盘、光纤介质、射频(RF)链路，等等。代码段可以经由诸如因特网、内联网等的计算机网络被下载。
本发明实施例可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而***体系结构并不脱离本发明实施例的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明实施例的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明实施例的范围之中。

Claims (10)

1.一种DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，包括：
根据调制波和载波生成脉冲宽度调制PWM信号；
根据所述PWM信号控制所述DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使所述DC/DC变换器的输出电流的频率和所述DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值；
其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波，n为所述各相桥臂的相数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据调制波和载波控制所述DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开的步骤，包括：
针对每相桥臂，
比较同一时刻下该相桥臂的调制波的幅值和对应载波的幅值，根据比较结果分别生成第一电平信号和第二电平信号，所述第一电平信号和所述第二电平信号互为相反电平；
根据所述第一电平信号控制该相桥臂的上桥臂导通或断开，以及根据所述第二电平信号控制该相桥臂的下桥臂导通或断开。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述根据调制波和载波控制所述DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开的步骤之后，所述方法还包括：
根据所述DC/DC变换器的给定输出功率，或者所述给定输出功率和反馈输出功率的差值调整所述调制波的幅值。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述调制波的频率为根据变压器体积、变压器效率以及变压器绝缘性能确定。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述载波的频率根据所述DC/DC变换器的开关损耗和滤波器体积确定。
6.一种DC/DC变换器的控制装置，其特征在于，包括：
PWM信号生成模块，用于根据调制波和载波生成PWM信号；
控制模块，用于控制所述DC/DC变换器中的多相桥臂导通或者断开，使所述DC/DC变换器的输出电流的频率和所述DC/DC变换器中变压器磁链的频率的比值大于预设解耦阈值；
其中，针对各相桥臂的调制波为频率相同、幅值相同并且两邻两个桥臂的相位差为360°/n的方波，针对各相桥臂的载波为同一三角载波，n为所述各相桥臂的相数。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，
所述控制模块具体用于，针对每相桥臂，比较同一时刻下该相桥臂的调制波的幅值和所述载波的幅值，根据比较结果分别生成第一电平信号和第二电平信号，所述第一电平信号和所述第二电平信号互为相反电平；根据所述第一电平信号控制该相桥臂的上桥臂导通或断开，以及根据所述第二电平信号控制该相桥臂的下桥臂导通或断开。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，
所述控制模块还用于，根据所述DC/DC变换器的给定输出功率，或者所述给定输出功率和反馈输出功率的差值调整所述调制波的幅值。
9.根据权利要求6-8任一项所述的装置，其特征在于，所述装置设置在变流器控制器中。
10.一种计算机设备，其上存储有程序，其特征在于，所述程序被处理器执行时实现如权利要求1-5任一项所述的DC/DC变换器的控制方法。
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