CN109004836B - 适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，将MMC桥臂与H桥组成的MMC‑H桥型直流变压器，设置MMC侧为最近电平调制策略，H桥侧设置为方波调制，分析该直流变压器运行特性；根据直流变压器拓扑与运行特性，推导出直流变压器基于最近电平逼近调制策略的传输功率与回流功率表达式；对于推导出的功率表达式，分析功率随参数变化的分布情况，总结影响回流功率的因素，讨论电压调节比的优化配置，凝练零回流功率的边界条件从而得到零回流功率区域；根据推导出的功率表达式，工作频率与传输功率成反比，直流变压器通过工作频率的变化来调节移相比落入零回流功率区域，实现直流变压器回流功率的抑制。此种方法可减小回流功率与电流应力。

Description

适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法
技术领域
本发明属于模块化多电平变流器和直流变换领域，特别涉及一种模块化多电平MMC的直流变压器，属于模块化多电平变流器和直流变换领域。
背景技术
可再生能源发电具备随机波动性的特点，大量接入交流电网时会严重影响其供电可靠性与稳定性，包括频率波动、无功补偿等问题。而直流配电网不存在上述问题，同时随着电力电子技术的发展，直流配电网在新能源发电接入、电能质量、传输损耗等方面的优势日益凸显。
不同于交流电网，直流电网必须依靠电力电子设备实现不同电网之间的电压匹配和能量交互。针对直流配网用直流变压器变压器，目前国内外学者已开展了诸多研究。
双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)DC-DC变换器拓扑结构因与传统的单向DC-DC转换器相比，它减小了体积，减少了器件数量并提高了转换器的效率，并且初级侧和次级侧的极性不变就可以实现双向能量流动。然而，回流功率的存在将会在两侧的电压幅度不匹配的情况下大大降低转换器的效率。因此，除了传统的单相移，还提出了扩展相移，双重相移，三移相和混合移相以抑制回流功率。
通过多个DC-DC变换器串并联形成组合变换器结构，实现不同电网间的电气隔离及电压匹配。其中中压侧采用串联结构解决了开关半导体器件耐压低跟电网电压高之间的矛盾。每个DC-DC变换器采用移相桥式结构或谐振桥式结构实现高效率的能量转换与正确的能量传递。但组合式变换器采用多个高频变压器，每个变压器传输功率低，而隔离电压要求高(通常远高于中压侧电网电压)，导致磁芯利用率低，绝缘设计困难。
而模块化多电平结构(Modular Multilevel Converter,MMC)拓扑克服了半导体器件中低电压应力的问题，并已在柔性高压直流输电领域得到广泛应用。考虑到这一点，一些学者提出了结合DAB和MMC的MMC-DAB型DC-DC变压器拓扑结构。DAB中的H桥都被MMC桥臂替换，原副边依旧靠变压器的连接，形成MMC-DAB拓扑。而当DAB中只替换一个H桥，即初级采用MMC桥臂，次级侧依然采用H桥拓扑，形成MMC-H桥拓扑。MMC桥臂的使用能够提升电压等级，增大传输功率。而该类MMC型DAB同样可以通过移相控制或直接变压控制实现输出电压的稳定。但该拓扑现有控制策略是采用多个或全部子模块的同时开通，工作频率较高，这样易产生较大的dv/dt，影响电路稳定性。
传统DAB都是采用固定工作频率控制，而考虑到传输功率与频率相关的特点，变频控制策略相应被提出。
发明内容
本发明的目的，在于提供一种适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，其可减小回流功率与电流应力。
为了达成上述目的，本发明的解决方案是：
一种适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，包括如下步骤：
步骤1，将MMC桥臂与H桥组成的MMC-H桥型直流变压器，设置MMC侧为最近电平调制策略，H桥侧设置为方波调制，分析该直流变压器运行特性；
步骤2，根据MMC-H桥型直流变压器拓扑与运行特性，推导出直流变压器基于最近电平逼近调制策略的传输功率与回流功率表达式；
步骤3，对于推导出的功率表达式，分析功率随参数变化的分布情况，总结影响回流功率的因素，讨论电压调节比的优化配置，凝练零回流功率的边界条件从而得到零回流功率区域；
步骤4，根据推导出的功率表达式，工作频率与传输功率成反比，直流变压器通过工作频率的变化来调节移相比落入零回流功率区域，实现直流变压器回流功率的抑制。
采用上述方案后，本发明将MMC桥臂与H桥组成的MMC-H桥型直流变压器，设置MMC侧为最近电平调制策略，H桥侧设置为方波调制，MMC桥臂的使用能够提升电压等级，增大传输功率。MMC-H桥型直流变压器可以通过移相控制或直接变压控制实现输出电压的稳定。
为抑制回流功率，本发明提出了一种变频控制策略，通过工作频率的变化来实现移相比落入零回流功率区域，减小回流功率与电流应力。仿真结果验证传输功率公式与变频优化控制策略的可行性。本发明实用性强，控制简单，可靠性高。
附图说明
图1为MMC-H桥型直流变压器拓扑图，初级侧采用MMC桥臂，次级侧为普通H桥，中间依靠中频电压器连接；
图2为直流变压器的简化原理图，包括MMC桥臂简化原理图和直流变压器简化功率传输模型；
其中，(a)为a相MMC桥臂简化原理图，(b)为直流变压器简化功率传输模型；
图3为直流变压器交流链运行波形；
图4为回流功率区域分布，将回流功率划分为三个区域；
其中，(a)为回流功率区域I、II分布，(b)为回流功率区域III分布；
图5为电压调节比p与移相比D关系曲线；
其中，(a)为p＝f(D,p)迭代结果曲线，(b)为D与θy曲线；
图6为直流变压器功率传输曲线，包括传输功率和回流功率随1/p与D的变化曲线；
其中，(a)为传输功率随1/p与D的变化曲线，(b)为回流功率随1/p与D的变化曲线；
图7为工作频率为fs、fs/2与fs*2的功率传输曲线；
图8为变频优化控制策略，包括控制策略图和控制流程图；
其中，(a)为变频优化策略流程图，(b)为控制策略图；
图9为工作频率为500Hz仿真波形；
其中，(a)为400Hz工作频率时电压电流波形，(b)为400Hz工作频率时回流功率与移相比；
图10为工作频率为1kHz仿真波形；
其中，(a)为1kHz工作频率时电压电流波形，(b)为1kHz工作频率时回流功率与移相比。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案及有益效果进行详细说明。
将直流变压器半个周期内传输的平均功率定义为传输功率P，将此传输功率为负定义为回流功率Q。
如图1所示，本发明构建的直流变压器，初级采用MMC桥臂，次级侧依然采用H桥拓扑，形成MMC-H桥拓扑。考虑到直流变压器中MMC桥臂结构相同且两相/三相对称，现以a相为例进行分析，p1点与p2点可以看作等电位，从而在a相中将该两点短接从而简化分析。
同理，当次级侧为H桥时，因此可得到图2(a)中的简化功率传输模型。初级和次级之间的相位差可以实现功率传输。
根据图2(a)所示简化电路，忽略开关管损耗，在此将MMC-H桥型直流变压器折算到初级侧，即可等效为初、次级及其连接电感。本文只考虑两相桥臂情况，则初、次级输出交流电压作用在电感L(L＝Lp+LT)上，实现功率的传输，如图2(b)所示的简化功率传输模型。
初级侧采用最近电平逼近调制(Nearest Level Modulation,NLM)，设其逆变输出电压为up。次级侧H桥采用方波调制，输出与初级同频的方波us。通过控制初级与次级之间的相位差，可以控制功率的大小和方向。本文以功率由初级侧传输到次级侧为例进行分析，即up相位超前us，如图3所示。
在图3中，U1、U2为初、次级电压峰值，其中U1＝Udc1，定义δ为初级侧调制比，U2＝Udc2，将U2折算到初级侧则为nU2；n为变压器变比，定义电压调节比p＝U1/(nU2)＝Udc1/(nUdc2)；电感电流为iL；T为工作周期的一半，且开关频率fs＝1/(2T)；DT为半个周期内的移相时间，则将D定义为移相比，且0≤D≤1；假设初级侧逆变输出电压为2N+1电平(则N为1/4周期内的阶梯数)，根据最近电平逼近调制的定义，可得：
Figure BDA0001724092980000041
为方便讨论，在此假设δ＝1，则有
Figure BDA0001724092980000042
其中：θN+k＝θN+1-k k＝1,…,N
则有：
Figure BDA0001724092980000043
根据图3可将MMC侧逆变电压表示为
Figure BDA0001724092980000044
假设直流变压器已工作于稳定状态，令tx≤DT≤tx+1(x＝0,…,N)，此时up＝(x-1)U1/N，根据图3，可将直流变压器的工作模式分为2N+1种状态，在不同状态下列出电感电流方程可得：
Figure BDA0001724092980000045
根据对称性可知iL(t2N+1)＝-iL(t0)，结合上述电流表达式，解出各状态电流值。
在tx<tD时，电感电流为：
Figure BDA0001724092980000051
td处的电感电流为：
Figure BDA0001724092980000052
在tx>tD时，电感电流为：
Figure BDA0001724092980000053
根据传输功率P的定义，其中tx≤DT≤tx+1(x＝0,…,N)，由此可得：
Figure BDA0001724092980000054
即传输功率表达式为：
Figure BDA0001724092980000055
以上推导是建立在tx≤DT≤tx+1(x＝0,…,N)，当tN+x≤DT≤tN+x+1(x＝0,…,N)时，同理可得：
Figure BDA0001724092980000056
为方便分析，将传输功率进行标幺化，取标幺化功率PN＝nUdc1Udc2/(8fsL)，可得传输功率P的标幺化表达式：
Figure BDA0001724092980000057
分析回流功率存在的区域1、当U1>nU2，可能会产生回流功率区域I，同时假设该区域的电感电流在ty时刻达到最小值iL(ty)。2、若电感电流上升到零之前时电压仍大于零，可能存在功率回流区域II。3、可能存在回流功率区域III。区域分布如图4所示。
若抑制区域I回流功率，则需满足：
Figure BDA0001724092980000058
且(y-1)/N＜1/p≤y/N
令
Figure BDA0001724092980000059
则根据方程p＝f(D,p)，可求出电压调节比p临界值。而f(D,p)为非线性函数，在此直接采用迭代法求解。不同D会迭代出不同的结果，以N＝10为例，则可得图5(a)所示的移相比D与电压调节比p的曲线。
事实上分析回流区域I的条件可知，回流区域I在D≤θy时存在，因此在图5(a)基础上，作出D关于1/p的曲线D＝g1(1/p)，同时根据θy与1/p的关系作出θy＝g2(1/p)曲线，如图5(b)所示。
结合曲线(a)与(b)可知，当N＝10时，当D≥0.18537，D≥θy恒成立，回流区域I不存在；当D<0.18537，若满足p≤f(D,p)，即p取曲线(a)以下的值，则D≥θy成立，回流功率区域I为零。
而从曲线(a)可得到电压调节比p最小值pmin＝1，因此若在直流变压器设计时设置p≤1，则回流功率区域I直接抑制。
在区域II中，假设电感电流时间T内在tx’时刻首次上升到0，且满足td1≤tx’(＝θx'T/π)≤td1+1。在区域III中，假设电感电流时间T内在tx’时刻首次下降到0，且满足td2≤tx’(＝θx'T/π)≤td2+1，d1、d2分别为正整数且d1＜N，d2<N。
在此省略回流功率的求解过程，将回流功率进行标幺化，取标幺化功率QN＝nUdc1Udc2/(8fsL)，得回流功率Q标幺化表达式：
Figure BDA0001724092980000061
其中：
Figure BDA0001724092980000062
Figure BDA0001724092980000063
Figure BDA0001724092980000064
Figure BDA0001724092980000065
Figure BDA0001724092980000066
Figure BDA0001724092980000067
Figure BDA0001724092980000068
零回流功率区域
Figure BDA0001724092980000069
P*、Q*随移相比D和电压调节比p变化的曲线图，如图6所示。其中0≤D≤1，1≤1/p≤2。
已知直流变压器额定工作频率为fs，上述的分析都建立在定频fs控制下，其功率基准值PN、QN也为固定，事实上传输功率与工作频率fs成反比，减小fs能够增大传输功率。
作N＝10,电压调节比p＝1，工作频率为fs、fs/2与fs*2的传输功率曲线，如图7所示。如图所示在传输功率为Pa时，工作频率为fs、fs/2与fs*2时所对应的移相比分别为D1、D2和D3，且满足D3<D1<D2。降低工作频率能够减小移相比，反之移相比增大。而分析零回流功率区域Z可知，频率的变化不会对区域Z产生影响，因此可通过改变工作频率来改变移相比D，使D重新落在零回流功率区域Z，从而达到Q＝0的状态。
设置工作频率为fw，同时设置变压器工作的频率范围[fmin，fmax]，满足：
fw＝kfs
考虑到P关于D＝0.5对称的曲线，且D>0.5时回流功率恶化，因此限定D≤0.5。如上所述，针对额定工作频率fs的具体MMC-H桥型直流变压器为公式(13)所示
Figure BDA0001724092980000071
则变频优化控制策略表示为
Figure BDA0001724092980000072
根据上式可得直流变压器优化控制策略(variable-frequency optimizedcontrol,VFOC)控制框图和控制流程图，如图8所示。
根据图8所示的直流变压器基于VFOC控制的框图，用移相比D和频率fw来实现输出电压和功率的调整。其中控制模型包括外环电压、内环电流和VFOC控制器，外环电压控制环的输出值为内环电流环的参考值，电流环输出即为移相比D。将控制环得到的移相比D和额定控制频率fs输入到VFOC控制器中，计算零回流功率Dmin、Dmax，通过比较移相比D和Z上下限的大小来调整移相比和工作频率，实现移相比D落入区域Z。
表1仿真参数
Figure BDA0001724092980000073
根据表1可知直流变压器的直流电压调节比p＝U1/(nU2)＝1，同时根据公式零回流区域的上下界公式算出Dmin＝0.0918，Dmax＝0.2556，因此零回流功率区域可表示为Z＝[0.0918,0.2556]。
图9和图10为工作频率为500Hz和1kHz下的仿真波形。图9为在工作频率500Hz下的仿真波形，(a)图为电压电流波形，此时移相比D＝0.045，且D<Dmin，即该状态存在回流功率，回流功率约为11.3W，如图(b)所示。图10为在工作频率1kHz下的仿真波形，(a)图为采用变频优化控制策略时的波形，此时工作频率为fw＝1kHz的电压电流波形，移相比D＝0.091≈Dmin，因此回流功率降为零，如图(b)所示。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，其特征在于包括如下步骤：
步骤1，将MMC桥臂与H桥组成的MMC-H桥型直流变压器，设置MMC侧为最近电平逼近调制策略，H桥侧设置为方波调制，分析该直流变压器运行特性；
步骤2，根据MMC-H桥型直流变压器拓扑与运行特性，推导出直流变压器基于最近电平逼近调制策略的传输功率与回流功率表达式；
步骤3，对于推导出的功率表达式，分析传输功率和回流功率随参数变化的分布情况，总结影响回流功率的因素，讨论电压调节比的优化配置，总结零回流功率的边界条件从而得到零回流功率区域；
步骤4，根据推导出的功率表达式，工作频率与传输功率成反比，直流变压器通过工作频率的变化来调节移相比落入零回流功率区域，实现直流变压器回流功率的抑制。
2.如权利要求1所述的适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，其特征在于：所述步骤2中，推导出的传输功率标幺化表达式为：
Figure FDA0002431126360000011
其中，基准功率PN＝nU1U2/(8fsL)＝nUdc1Udc2/(8fsL)，U1、U2为初、次级电压峰值，其中U1＝Udc1，U2＝Udc2，将U2折算到初级侧则为nU2；n为变压器变比；DT为半个周期内的移相时间，D为移相比，且0≤D≤1；T为工作周期的一半，且开关频率fs＝1/(2T)；N为1/4周期内的阶梯数；x为正整数且x<N，
Figure FDA0002431126360000012
3.如权利要求1所述的适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，其特征在于：所述步骤2中，推导出的回流功率标幺化表达式为：
Figure FDA0002431126360000013
其中，基准功率QN＝nU1U2/(8fsL)＝nUdc1Udc2/(8fsL)，U1、U2为初、次级电压峰值，其中U1＝Udc1，U2＝Udc2，将U2折算到初级侧则为nU2；n为变压器变比；p＝U1/(nU2)＝Udc1/(nUdc2)为电压调节比；
Figure FDA0002431126360000021
Figure FDA0002431126360000022
D为移相比，且0≤D≤1；T为工作周期的一半，且开关频率fs＝1/(2T)；a1、a2、b1、b2、c1、c2为系数。
4.如权利要求1所述的适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，其特征在于：所述步骤3中，零回流功率区域的表达式是：
Figure FDA0002431126360000023
其中，p为电压调节比；N为1/4周期内的阶梯数；
Figure FDA0002431126360000024
Figure FDA0002431126360000025
5.如权利要求1所述的适用于模块化多电平直流变压器的变频优化控制方法，其特征在于：所述步骤4中，用移相比D和频率fw来实现输出电压和功率的调整，其中，控制模型包括外环电压、内环电流和VFOC控制器，外环电压控制环的输出值为内环电流环的参考值，电流环输出即为移相比D；将控制环得到的移相比D和额定控制频率fs输入到VFOC控制器中，计算零回流功率Dmin、Dmax，通过比较移相比D和Z上下限的大小来调整移相比和工作频率，实现移相比D落入零回流功率区域Z。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111355256A (zh) 2020-03-09 2020-06-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 高压直流变电装置、电力***及电力***的控制方法
TWM617040U (zh) 2021-06-02 2021-09-11 簡文豐 折疊式索栓結構
CN115118164B (zh) * 2022-06-22 2023-05-16 国网浙江省电力有限公司电力科学研究院 一种抑制模块化多电平直流变压器磁偏的方法及***

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015027169A (ja) * 2013-07-26 2015-02-05 新電元工業株式会社 絶縁型マルチレベルコンバータ
CN106685232A (zh) * 2017-01-16 2017-05-17 上海交通大学 双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法
CN106981992A (zh) * 2017-05-17 2017-07-25 国家电网公司 隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法
CN107681902A (zh) * 2017-10-31 2018-02-09 东南大学 一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法
CN108039821A (zh) * 2017-12-05 2018-05-15 西南交通大学 一种双有源全桥dc-dc变换器的电流应力优化双相移控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015027169A (ja) * 2013-07-26 2015-02-05 新電元工業株式会社 絶縁型マルチレベルコンバータ
CN106685232A (zh) * 2017-01-16 2017-05-17 上海交通大学 双有源全桥变流器全功率范围内的高效率的调制方法
CN106981992A (zh) * 2017-05-17 2017-07-25 国家电网公司 隔离型双向直流变换器最小回流功率移相控制方法
CN107681902A (zh) * 2017-10-31 2018-02-09 东南大学 一种串入串出型直流变换器的功率回流优化方法
CN108039821A (zh) * 2017-12-05 2018-05-15 西南交通大学 一种双有源全桥dc-dc变换器的电流应力优化双相移控制方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A novel comprehensive control scheme of modular multilevel converter-based power electronic transformer;Qin Wu等;《2015 5th International Conference on Electric Utility Deregulation and Restructuring and Power Technologies (DRPT)》;20160314;全文 *
基于双重移相控制的双向全桥DC-DC变换器动态建模与最小回流功率控制;程红等;《电工技术学报》;20140331;第29卷(第3期);全文 *

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