JP2021191228A - 電力コンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】従来技術の出力電圧範囲と装置スイッチング周波数範囲に対して、狭い装置スイッチング周波数範囲で広い出力電圧範囲を実現する広い出力電圧範囲で動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法を提供する。【解決手段】絶縁型マルチレベルＤＣ／ＤＣ共振コンバータの効率的な制御方法であって、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータの制御回路は、任意の時点において、出力電圧Ｖｏ、出力電流、入力信号及び１つ以上の外部制御信号の少なくとも１つに基づいて、２つの異なる変調方式の何れかを選択し、共振コンバータの１次側スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を動作させる。【選択図】図７Ａ

Description

本発明は、電力コンバータに関する。より具体的には、非常に広い電圧範囲に渡って出力電圧の調整を図るために、様々な変調方式を用いて共振ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することに関する。
多くの電力変換アプリケーション（電気自動車（ＥＶ）のバッテリー充電等）は、広い電圧範囲に渡って安定化された出力電圧を必要としている。例えば、一般的なＥＶのバッテリー充電回路は、２つのコンバータ段がある。（ｉ）固定ＤＣバス電圧又は可変ＤＣバス電圧の何れかを提供するフロントエンドＡＣ／ＤＣコンバータ、及び（ｉｉ）バッテリーと直接インターフェースで接続する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータには、様々な負荷電流条件やバッテリーの充電状態の下で広い電圧範囲に渡って安定化電圧を提供する必要がある。例えば、従来のＥＶの一般的なバッテリーの電圧範囲は、２４０Ｖ〜４６０Ｖである。但し、一部のプレミアム乗用ＥＶ、ユーティリティＥＶ、及び電気バス又はトラックトレーラーは、５００Ｖ〜９５０Ｖの出力バッテリー電圧を有している。従って、異なるバッテリー電圧レベルでの充電要求に対応するために、非常に広い出力電圧範囲に渡って安定した出力電圧を提供できるＤＣ／ＤＣコンバータが望まれる。
ＬＬＣ共振型コンバータトポロジは、高効率、磁気統合によるシンプルな構造、１次と２次の両方のスイッチでのソフトスイッチング、及び幅広い電圧範囲のアプリケーションに適した機能により、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして広く使用されている。
図１Ａ及び図１Ｂは、それぞれ、閉ループ電圧制御下の例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータ、並びにスイッチ制御信号及び１次側フルブリッジ出力電圧ＶＡＢに関するタイミング図である。これらの１次側スイッチのスイッチング周波数を制御することによって、出力電圧Ｖｏは調整することができる。ＬＬＣ共振コンバータが、共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒで決定される共振周波数（ｆｒ）で動作し、ＤＣ電圧ゲインＭがトランスの巻数比ＮＰ／ＮＳに等しいとき（ＭはＶｏ／Ｖｉｎに等しい）、最も高い効率が得られる。スイッチング周波数（ｆｓｗ）が共振周波数ｆｒより大きい場合、ＤＣ電圧ゲインＭは減少する。逆に、スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒより小さい場合は、ゲインＭが増加する。但し、スイッチング周波数ｆｓｗが共振周波数ｆｒから離れるにつれて、効率は常に低下する。広い出力電圧範囲を実現するために、ＬＬＣ共振コンバータは非常に広い周波数範囲で動作するため、必然的に効率が低下する。更に、ＬＬＣ共振コンバータの最大及び最小ＤＣ電圧ゲインは、励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタンスＬｒの比率等の回路パラメータと負荷条件とによって決定されるため、ＬＬＣ共振コンバータは、すべての負荷条件で非常に広い出力電圧範囲を実現できない場合がある。
バッテリー充電のような広い出力電圧範囲のアプリケーションの場合、ＬＬＣ共振回路のパラメータは、効率と出力電圧範囲の間で慎重にトレードオフする必要がある。従来技術では、以下の非特許文献に開示されているような、出力電圧範囲を実現するための多くの技術が開発されてきた。
Design Methodology of LLC Resonant Converters for Electric Vehicle Battery Chargers, by J. Deng et al., published in the IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 63, no. 4, pp. 1581-1592, May 2014 An LLC Resonant DC-DC Converter for Wide Output Voltage Range Battery Charging Applications, by F. Musavi et al., published in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 28, no. 12, pp. 5437-5445, Dec. 2013 A Design Procedure for Optimizing the LLC Resonant Converter as a Wide Output Range Voltage Source, by R. Beiranvand et al., published in the IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 27, no. 8, pp. 3749-3763, Aug. 2012 Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter in Battery Charging Applications Based on Time-Weighted Average Efficiency, by Z. Fang et al., published in the IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 30, no. 10, pp. 5469-5483, Oct. 2015 Multimode Optimization of the Phase-Shifted LLC Series Resonant Converter by U. Mumtahina and P. J. Wolfs, published in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 12, pp. 10478-10489, Dec. 2018 The three-level ZVS PWM converter-a new concept in high voltage DC-to-DC conversion, by J. R. Pinheiro and I. Barbi, published in the Proceedings of the 1992 International Conference on Industrial Electronics, Control, Instrumentation, and Automation, San Diego, CA, USA, 1992, pp. 173-178 vol.1 Three-level LLC series resonant DC/DC converter, by Y. Gu, et al., published in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 20, no. 4, pp. 781-789, July 2005 DC-DC converter: four switches Vpk =Vin/2, capacitive turn-off snubbing, ZV turn-on, by I. Barbi, et al. in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 19, no. 4, pp. 918-927, July 2004 Asymmetrical Duty Cycle-Controlled LLC Resonant Converter With Equivalent Switching Frequency Doubler, by S. Zong, et al., published in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 31, no. 7, pp. 4963-4973, 7 2016 Wide input voltage range compensation in DC/DC resonant architectures for on-board traction power supplies, by A. Coccia, et al., published in 2007 European Conference on Power Electronics and Applications, 2007 Variable Frequency Multiplier Technique for High-Efficiency Conversion Over a Wide Operating Range, by W. Inam, et al., publi Electronics, vol. 4, no. 2, pp. 335-343, June 2016 Research on Dual-Operation Mode of 3-level LLC resonant converter, by A.Z. Li, et al., published in 2015 9th International Conference on Power Electronics and ECCE Asia (ICPE-ECCE Asia), 2015 Periodically Swapping Modulation (PSM) Strategy for Three-Level (TL) DC/DC Converters With Balanced Switch Current, by D. Liu, et al., published in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 65, no. 1, pp. 412-423, January 2018
米国特許第９２６３９６０号明細書 米国特許出願公開第２０１５／０２２９２２５号明細書
それにもかかわらず、これらの技術は、従来のＥＶ充電アプリケーションにおける限られた出力電圧範囲（例えば、２００Ｖ〜５００Ｖ）を達成するためにコンバータ回路を最適化することしかできない。
優れた効率でより広い出力電圧範囲を達成するために、従来のＬＬＣ共振型コンバータの回路構造と制御方式の変更が提案されている。例えば、非特許文献５では、従来の周波数制御方式と位相シフト制御方式を組み合わせて広い出力電圧範囲を実現するＬＬＣ共振コンバータを開示している。図２Ａと２Ｂはそれぞれ、閉ループ電圧制御を備えたＭｕｍｔａｈｉｎａのフルブリッジＬＬＣ共振コンバータと、スイッチ制御信号と１次側フルブリッジ出力電圧ＶＡＢの位相シフト制御下のタイミング図を示している。Ｍｕｍｔａｈｉｎａは、１次側スイッチの相脚での２組のゲート信号の間に位相シフトを提供することが教示されている。位相シフト制御とスイッチング周波数制御の両方を用いることで、ＭｕｍｔａｈｉｎａのＬＬＣ共振コンバータは、電圧降圧動作でより低いスイッチング周波数で動作する。
特許文献１（発明者M. Jovanovic and B. Irving タイトル"Power Converters for Wide Input or Output Voltage Range and Control Methods Thereof" ２０１６年２月１６日登録）では、フルブリッジトポロジ又はハーフブリッジトポロジの何れかで動作するフルブリッジＬＬＣ回路のトポロジモーフィング制御方法を開示している。図３Ａ及び３Ｂは、それぞれ、トポロジモーフィング制御下のＪｏｖａｎｏｖｉｃのフルブリッジＬＬＣ共振コンバータと、フルブリッジからハーフブリッジトポロジへの遷移中のスイッチ制御信号のタイミング図を示している。Ｊｏｖａｎｏｖｉｃでは、回路トポロジが制御信号に適応し、その結果、入力又は出力の動作条件に応答する。
特許文献２（発明者 Y. Jang and M. Jovanovic タイトル"Resonant Converter and Control Methods Thereof," ２０１５年８月１３日出願）では、可変周波数制御方式と遅延時間制御方式を組み合わせた直列共振型コンバータ（ＳＲＣ）の制御方式を開示している。図４は、ＪａｎｇのＳＲＣの回路図である。Ｊａｎｇでは、１次側のスイッチに可変周波数制御方式を、２次側のスイッチに遅延時間制御方式を採用している。その結果、出力電圧を高めることができ、狭いスイッチング周波数範囲で広い出力電圧範囲を実現している。
広い出力電圧範囲を達成するために、トポロジと制御方式の他の多くのバリエーションが従来のＬＬＣ共振コンバータに対して提案されてきた。但し、これらのバリエーションにはすべて、実装の複雑さ、部品点数の増加、望ましくないダイナミクス等の欠点がある。加えて、これらのバリエーションはまだ十分に広い出力電圧範囲を達成していない。例えば、２００Ｖ〜１０００ＶのＥＶ急速充電器はまだ実現されていない。
広い出力電圧範囲を実現するための課題として、ＬＬＣ共振コンバータへの入力電圧が、望ましくないほど高いＤＣゲインを回避するのに十分な高さでなければならないことである。１次側の各スイッチングデバイスは、入力電圧全体を遮断する必要があるため（例えば、図１Ａに示すＬＬＣ共振コンバータを参照）、入力電圧が高いと、高電圧コンポーネントのコストが増加する。
広い出力電圧範囲を実現するためには、ＬＬＣ共振コンバータへの入力電圧は、望ましくないほど高いＤＣゲインを回避するのに十分な高さである必要がある。これに関して、各スイッチングデバイスが入力電圧の半分だけを遮断する３レベルトポロジは、図１の従来のフルブリッジトポロジより魅力的な代替案であり、３レベルトポロジは、例えば非特許文献６で開示されている。３レベルトポロジについては、非特許文献７でＬＬＣコンバータについて説明されている。ＧｕのＬＬＣコンバータは、補助回路を追加することなく、スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現している。
積層型降圧トポロジとして知られる３レベルシリアルハーフブリッジ（ＳＨＢ）トポロジは、非特許文献８に開示されている。Ｂａｒｂｉは、Ｐｉｎｈｅｉｒｏの従来の３レベルトポロジの２つのクランプ用ダイオードを取り除いている。
ＤＣ／ＤＣコンバータの半入力電圧、２レベル変調方式は、非特許文献９で開示されている。Ｚｏｎｇは、１次スイッチのスイッチング周波数を半分にして、駆動損失を減らしている。
非特許文献１０、１１及び１２の中で、広い入力電圧範囲、全入力電圧、２レベル変調及び半入力電圧であるアプリケーションについて、２レベル変調方式がＳＨＢ ＬＬＣコンバータに適用されている。
広い出力電圧範囲を実現するために、一旦最大動作周波数に到達すると、３レベル変調アプローチにより電圧ゲインが減少する。図５Ａ及び５Ｂは、それぞれ、ゲート信号の回路図及びタイミング図を示し、２レベル変調方式もまた、出力電圧を調整するための効果的なアプローチであり得ることを実証している。但し、３レベル変調方式下では、１次電源スイッチを流れる電流は平衡化されないため、デバイスに熱アンバランスが発生し、デバイスの寿命が短くなり、デバイスの損傷につながることさえある。電源スイッチの電流のバランスをとるために、非特許文献１３では定期的に交換する変調戦略が開示されている。図６Ａ及び図６Ｂはそれぞれ、ＬｉｕのＤＣ／ＤＣコンバータにおけるゲート信号の回路図及びタイミング図である。 但し、各ハーフブリッジのＬｉｕのゲート信号は相補的ではないためゲート駆動回路が複雑になる。更に、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードは、最適化されていないゲート信号により電流を伝導するが、これにより伝導損失が増加しシステム効率が低下する。
従って、従来の技術の欠点を克服するために、改善された電力コンバータを提供する必要がある。
本発明は、上述した従来技術の課題に対処するため、広い出力電圧範囲で動作する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ及びその制御方法を提供することを目的としている。
本発明の一実施形態によれば、出力電圧又は出力電流を少なくとも1つの負荷に供給するため、電圧源からの入力信号を受信する電力コンバータであって、（ａ）１次側回路と、（ｂ）２次側回路と、（ｃ）制御回路とを備え、（ａ）前記１次側回路は、（ｉ）直列接続された第１組及び第２組スイッチングデバイスと、（ｉｉ）ＬＣ共振回路と、（ｉｉｉ）絶縁トランスとを有し、（ｉ）前記第１組及び第２組スイッチングデバイスは、それぞれ、直列接続された複数のスイッチングデバイスを有し、各前記スイッチングデバイスは、スイッチ制御信号によって制御され、前記入力信号は、直列接続された前記第１組及び第２組スイッチングデバイスの両端へ供給され、（ｉｉ）前記ＬＣ共振回路は、前記第１組スイッチングデバイスの第１節点及び前記第２組スイッチングデバイスの第２節点との間に接続され、（ｉｉｉ）前記絶縁トランスは、第１及び第２巻線を有し、第１巻線は、前記ＬＣ共振回路の第３及び第４節点の間に接続され、（ｂ）前記２次側回路は、前記絶縁トランスの第２巻線と並列に接続され、前記２次側回路は、フィルタコンデンサを有し、前記フィルタコンデンサは、少なくとも１つの負荷に前記出力電圧又は前記出力電流を供給し、（ｃ）前記制御回路は、任意の時点で２つ以上の変調方式のうちの１つを選択し、前記出力電圧、前記出力電流、前記入力信号、及び１つ以上の外部制御信号のうちの少なくとも１つに基づいて、選択された前記変調方式の下で前記１次側回路の前記スイッチングデバイスを動作させる前記スイッチ制御信号を供給する、電力コンバータが提供される。
従って、本発明の実施形態の非常に効率的な方法は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータが、狭いデバイススイッチング周波数範囲を使用して広い範囲に渡って出力電圧を調整することを可能に本発明の実施形態の方法は、変調方式制御とデバイススイッチング周波数制御の両方を使用することができる。動作中、変調方式は、コントローラから、又は外部コマンドで供給される１つ又は複数の制御信号に応答して選択することができる。デバイススイッチング周波数は、例えば、調整された出力電圧の閉ループ制御下で決定することができる。選択した変調方式とデバイススイッチング周波数に基づいて、コントローラは、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータの１次側スイッチングデバイスを駆動する制御信号を生成できる。
本発明の一実施形態では、高出力電圧範囲で調整された電圧を達成するために、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータは閉ループ制御で調整されたデバイススイッチング周波数を備えた対称変調方式下で動作する。低出力電圧範囲で安定化電圧を実現するために、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータは、デバイススイッチング周波数制御を備えた非対称変調方式下で動作する。超低出力電圧範囲で安定化電圧を実現するために、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータは、閉ループ制御で調整されたデューティサイクルを備えた本発明の実施形態の３レベル変調方式下、最大許容スイッチング周波数で動作する。従って、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータは狭いデバイススイッチング周波数範囲で動作し効率が向上する一方で、異なる負荷条件下で非常に広い出力電圧範囲を実現する。更に、本発明の方法は、特定の回路パラメータ（例えば、Ｌｍ対Ｌｒ比）に対する制限が少ない一方で、所望の最小及び最大ＤＣ電圧ゲインを達成する。本発明の方法は、異なる２次側トポロジ及び２次側制御方式を有する共振コンバータに適用可能である。本発明の方法は、固定入力電圧及び可変入力電圧の両方の条件下で動作する。
本発明の一実施形態では、ＬＬＣ ＳＨＢ共振コンバータは、２レベル非対称変調から３レベル変調及びその逆に遷移する。３レベルトポロジは、入力電圧と出力電圧の比が低い範囲、すなわち入力電圧が低い場合や出力電圧が高い場合に使用される。あるいは、入力電圧と出力電圧の比が高い範囲、すなわち入力電圧が高い場合や出力電圧が低い場合には、２レベル非対称変調に変更される。２つの変調の間の遷移は、４つのスイッチの軌道制御および／またはパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を介して行われる。具体的には、軌道制御を用いた場合、２レベル非対称変調と３レベル変調を切り替える際に、２つの変調の間に共振タンク電圧の余分な電圧レベルを挿入し、余分な電圧レベルの持続時間を変調遷移コントローラで予め設定する。具体的には、ＰＷＭ制御を行う場合、３レベル変調から２レベル非対称変調に遷移する際に、第１組スイッチングデバイスの一方の２パルス毎のデューティ比を５０％から０％に減少し、第２組スイッチングデバイスの一方の２パルス毎のデューティ比を５０％から０％に減少するようにする。
本発明は、以下の詳細な説明及び添付の図を考慮するとよりよく理解される。
図１Ａは、閉ループ電圧制御下の例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータである。 図１Ｂは、閉ループ電圧制御下の例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータのスイッチ制御信号及び１次側フルブリッジ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図２Ａは、閉ループ電圧制御を備えた例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータである。 図２Ｂは、閉ループ電圧制御を備えた例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータの位相シフト制御下でのスイッチ制御信号及び１次側フルブリッジ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図３Ａは、トポロジモーフィング制御下の例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータである。 図３Ｂは、トポロジモーフィング制御下の例示的な従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータのフルブリッジからハーフブリッジトポロジへの遷移中のスイッチ制御信号のタイミング図である。 図４は、周波数及び遅延時間制御下の例示的な従来のフルブリッジ直列共振コンバータである。 図５Ａは、例示的なシリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータである。 図５Ｂは、非対称３レベル制御下の例示的なシリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータのスイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４及び１次側出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図６Ａは、例示的なシリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータである。 図６Ｂは、定期的に交換する３レベル制御下の例示的なシリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータのスイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４及び１次側出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図７Ａは、全波２次側ダイオード整流器を備えた例示的なシリアルハーフブリッジ（ＳＨＢ）ＬＬＣ共振コンバータ７００である。 図７Ｂは、全波２次側ダイオード整流器を備えた例示的なシリアルハーフブリッジ（ＳＨＢ）ＬＬＣ共振コンバータ７００の対称変調下のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号と位相レッグ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図７Ｃは、全波２次側ダイオード整流器を備えた例示的なシリアルハーフブリッジ（ＳＨＢ）ＬＬＣ共振コンバータ７００の非対称変調下のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号と位相レッグ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図８は、本発明の一実施形態による、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００であり、出力電圧Ｖｏ（及び任意選択で出力電流Ｉｏ）に基づいてスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号を生成する制御回路８０１を含む、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００である。 図９Ａは、本発明の一実施形態による、制御方式が対称変調方式から非対称変調方式に切替わるときの、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢの図である。 図９Ｂは、本発明の一実施形態による、制御方式が非対称変調方式から対称変調方式に切替わるときの、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢの図である。 図１０Ａは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ１０００である。 図１０Ｂは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ１０００の３レベル変調方式下での１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４への制御信号及び１次側出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。 図１１は、図１０ＡのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００のスイッチング周期Ｔｓｗにおける主要な波形である。時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８、ｔ９、ｔ１０、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４、ｔ１５、及びｔ１６における信号遷移である。 図１２Ａは、期間（ｔ０、ｔ１）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｂは、期間（ｔ１、ｔ２）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｃは、期間（ｔ２、ｔ３）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｄは、期間（ｔ３、ｔ４）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｅは、期間（ｔ４、ｔ５）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｆは、期間（ｔ５、ｔ６）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｇは、期間（ｔ６、ｔ７）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｈは、期間（ｔ７、ｔ８）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｉは、期間（ｔ８、ｔ９）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｊは、期間（ｔ９、ｔ１０）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｋは、期間（ｔ１０、ｔ１１）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｌは、期間（ｔ１１、ｔ１２）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｍは、期間（ｔ１２、ｔ１３）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｎは、期間（ｔ１３、ｔ１４）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｏは、期間（ｔ１４、ｔ１５）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 図１２Ｐは、期間（ｔ１５、ｔ１６）に対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の動作段を示している。 本発明の実施形態の３レベル変調方式下の、デッドタイムの影響を考慮しない、スイッチング周期Ｔｓｗにおける１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の制御スイッチ電圧Ｓ１〜Ｓ４及び同時電流Ｉ１〜Ｉ４である。 図１４は、本発明の一実施形態による、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００であり、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００は出力電圧Ｖｏ（及び、任意選択で、出力電流Ｉｏ）に基づいて１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号を生成する制御回路１４０１を含むＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００である。 図１５Ａは、制御方式が対称変調方式から３レベル変調方式に切り替わるときの、１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４への制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢである。 図１５Ｂは、本発明の一実施形態による、制御方式が３レベル変調方式から対称変調方式に切り替わるときの、１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４への制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢである。 図１６Ａは、本発明の一実施形態による、２次側にフルブリッジ同期整流器を備えたＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６００である。 図１６Ｂは、本発明の一実施形態による、２次側にセンタータップ付きトランスＴＲ及び同期整流器Ｓ５及びＳ６を備えたＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６５０である。 図１７Ａは、本発明の一実施形態に従って制御される、可変ＤＣ入力電圧源１７０２を備えるＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１７００である。 図１７Ｂは、本発明の一実施形態に従って制御される、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ１及びＶｉｎ２を備えるＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１７５０である。 図１８Ａは、本発明の一実施形態による、変調遷移コントローラ１８０１を備えたシリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ１８００の例示的な回路図である。 図１８Ｂは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ１８００の３レベル変調から２レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のタイミング図である。 図１８Ｃは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ１８００の２レベル変調から３レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のタイミング図である。 図１８Ｄは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ１８００が遷移前の２レベル変調及び３レベル変調下で動作するときの軌道を示している。 図１９Ａは、３レベル変調から２レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の他の可能なタイミング図である。 図１９Ｂは、３レベル変調から２レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の他の可能なタイミング図である。 図１９Ｃは、３レベル変調から２レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の他の可能なタイミング図である。 図２０Ａは、２レベル変調から３レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の他の可能なタイミング図である。 図２０Ｂは、２レベル変調から３レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の他の可能なタイミング図である。 図２０Ｃは、２レベル変調から３レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４の他の可能なタイミング図である。 図２１Ａは、本発明の一実施形態による、変調遷移コントローラ２１０１を備えたシリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ２１００の例示的な回路図である。 図２１Ｂは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ２１００の３レベル変調から２レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のタイミング図である。 図２１Ｃは、シリアルハーフブリッジＬＬＣ共振コンバータ２１００の２レベル変調から３レベル変調遷移中のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のタイミング図である。
以下の実施形態を参照しながら本発明をより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、図面及び説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることは意図されていない。
より高い入力電圧に関連するより高いコストを避けるために、マルチレベルトポロジは、１次側ブリッジに対して同じデバイス定格電圧を維持するように使用することができる。図７Ａは、１次側にシリアルハーフブリッジを有するＬＬＣ共振コンバータ７００を提供する３レベルＳＨＢトポロジ（「スタックドバックトポロジ」としても知られる）である。図７Ａに示すように、シリアルハーフブリッジは、４つの直列接続されたスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を含み、各スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４は入力端子Ｐ及びＮ間の入力電圧の半分をブロックするように構成される。入力端子Ｐ及びＮは、直列接続された入力コンデンサＣｉｎ１及びＣｉｎ２、ならびにスイッチングデバイスＳ１及びＳ４にまたがって設けられる。入力コンデンサＣｉｎ１及びＣｉｎ２の共通端子は、スイッチングデバイスＳ１とＳ３間の共通端子でもあるため、入力コンデンサＣｉｎ１はスイッチングデバイスＳ１とＳ１に並列に接続され、入力コンデンサＣｉｎ２はスイッチングデバイスＳ３及びＳ４に並列に接続される。２次側に全波ダイオード整流器Ｄ１〜Ｄ４が設けられている。フィルタコンデンサＣｏが２次側に設けられ、出力電圧Ｖｏ又は出力電流Ｉｏを負荷に供給するように構成されている。
第１位相レッグ出力端子Ａは、スイッチングデバイスＳ１及びＳ１の間の共通端子に設けられ、第２位相レッグ出力端子Ｂは、スイッチングデバイスＳ３及びＳ４の間の共通端子に設けられている。端子Ａ、Ｂ間に接続されているのは、絶縁変圧器ＴＲと直列接続された共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒ、及び変圧器磁化インダクタＬｍで形成された共振回路である。絶縁トランスＴＲの１次側巻線は、励磁インダクタＬｍと並列に接続されている。絶縁トランスＴＲの２次側巻線は、（ｉ）２つの整流構成要素を備えた中央タップ付き巻線、又は（ｉｉ）フルブリッジ整流器を備えた単一巻線があり得る。スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のそれぞれは、一方向での入力電圧の分割を遮断するが、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４それぞれは両方向に電流を伝導する。スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のそれぞれは、半導体スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ又は別の半導体スイッチ）によって実装され得る。或いは、ダイオード整流器回路の代わりに、２次側を同期整流器で実装し、導通損失を低減することもできる。
図７Ｂ及び７Ｃは、それぞれ、図７のＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ７００の「対称」及び「非対称」変調方式である。各変調方式は、スイッチ制御信号を制御して、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を動作させる。どちらの変調方式でも、スイッチングデバイスＳ１とＳ１を動作させる信号は相補的であり、スイッチングデバイスＳ３とＳ４を動作させる信号も相補的である。実際には、位相レッグのシュートスルーを避けるために、相補スイッチ制御信号の各対の間に小さなデッドタイムが挿入される。図７Ｂは、対称変調の下での、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のスイッチ制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。スイッチングデバイスＳ１及びＳ４を動作させるスイッチ制御信号は、同じ５０％デューティサイクル波形を有する同相信号である。同様に、スイッチングデバイスＳ１とＳ３を操作するスイッチ制御信号も、同じ５０％デューティサイクル波形の同相信号だが、スイッチングデバイスＳ１及びＳ４を動作させるスイッチ制御信号は、スイッチングデバイスＳ１及びＳ３を動作させるスイッチ制御信号と相補的でないことが前提となる。その結果、位相レッグ出力電圧ＶＡＢ（つまり、ブリッジ出力電圧）は、デバイススイッチング周波数で５０％のデューティサイクルでＶｉｎと０の間で切り替わる。
図７Ｃは、非対称変調下での、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号及び位相レグ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。図７Ｃで示すように、スイッチングデバイスＳ１及びＳ４を動作させるスイッチ制御信号は、互いに１８０°位相がずれた２５％デューティサイクル信号であり、スイッチングデバイスＳ１及びＳ３を動作させるスイッチ制御信号は、同様に互いに１８０°位相がずれた７５％デューティサイクル信号である。この非対称変調により、スイッチングデバイスＳ１とＳ３が閉じているとき、入力コンデンサＣｉｎ１の両端の電圧は位相レッグ出力電圧ＶＡＢとして供給され、スイッチングデバイスＳ１及びＳ４が閉じているとき、入力コンデンサＣｉｎ２の両端の電圧は位相レッグ出力電圧ＶＡＢとして供給され、スイッチングデバイスＳ１及びＳ３が閉じているとき、位相レッグ出力電圧ＶＡＢは０Ｖである。従って、位相レッグ出力電圧ＶＡＢは、デバイススイッチング周波数ｆｓｗの２倍で５０％のデューティサイクルで０．５Ｖｉｎと０Ｖの間で切り替わる。どちらの変調方式でも、デバイススイッチング周波数ｆｓｗは、さまざまな制御目標の達成に役立つ制御変数になり得る。
図７Ｂ及び７Ｃの対称及び非対称変調方式はそれぞれ、直列接続されたＬｒ−Ｃｒ−Ｌｍ共振回路の両端の異なる位相レッグ出力電圧ＶＡＢを生成する。その位相レッグ出力電圧ＶＡＢには、さまざまなＤＣ及びＡＣの成分が含まれる。ＬＬＣ共振コンバータ７００の動作中、共振コンデンサＣｒは、ＤＣ成分を遮断し、その結果、ＡＣ成分のみが、絶縁トランスＴＲの１次側巻線の両端に出現する。デバイススイッチング周波数ｆｓｗが下記式１で表される共振周波数ｆｒに等しい場合、出力電圧Ｖｏは、位相レッグ出力電圧ＶＡＢの整流されたＡＣ成分とトランス電圧ゲインの積の平均に等しくなる。トランスの電圧ゲインは巻数比ＮＳ／ＮＰで表されるため、出力電圧Ｖｏは下記式２で与えられる。ここでＮＳとＮＰはそれぞれ２次側巻線と１次側巻線の巻数である。
Figure 2021191228
対称変調の場合、位相レッグ出力電圧ＶＡＢのＡＣ成分は、デバイススイッチング周波数ｆｓｗで振幅Ｖｉｎ／２を持つ５０％のデューティサイクルのバイポーラ方形波であり、共振周波数ｆｒでのＤＣ電圧ゲインはＮＳ／２ＮＰである。非対称変調の場合、位相レッグ出力電圧ＶＡＢのＡＣ成分は、デバイススイッチング周波数ｆｓｗの２倍で振幅Ｖｉｎ／４を持つ５０％のデューティサイクルのバイポーラ方形波であり、共振周波数ｆｒでのＤＣ電圧ゲインはＮＳ／４ＮＰである。従って、対称変調下の共振周波数ｆｒでのＤＣ電圧ゲインは、非対称変調下の共振周波数ｆｒでのＤＣ電圧ゲインの２倍であり、ＬＬＣ共振コンバータ７００の電圧ゲインは、スイッチング周波数制御によって調整が可能である。
上述のように、ＬＬＣ共振コンバータ７００が共振周波数ｆｒ又は共振周波数ｆｒに非常に近い動作点で動作するときに最大効率が達成される。広い出力電圧範囲を実現するために、従来の制御ではデバイススイッチング周波数ｆｓｗを変更してＤＣ電圧ゲインを調整する。しかしながら、スイッチング周波数制御により、動作点が回路の最大効率から離れる。更に、非常に広い出力電圧範囲の場合、そのような制御でさえも、回路パラメータが固定されているため、必要なＤＣ電圧ゲインを達成できない場合がある。
本発明の発明者は、異なる変調方式の組合せを用いることで、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータが非常に広い出力電圧範囲を提供できると同時に、共振周波数又はその近く（即ち、より狭い入力スイッチング周波数範囲）で異なる所望のＤＣ電圧ゲインを効率的に達成できることがわかっている。更に、本発明の実施形態の制御方法は、回路パラメータ値が固定されていても、広い出力電圧範囲及び回路ゲインを達成する。図８は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００を示す概略図であり、本発明の一実施形態によれば、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００は、出力電圧Ｖｏ（及び、任意選択で、出力電流Ｉｏ）に基づき、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号を生成する制御回路８０１を有するものである。
ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００では、制御回路８０１は、その主要な制御目標として出力電圧Ｖｏを使用しても良い。出力電流Ｉｏは、個別の制御目標として、又は負荷状態を表すフィードバック信号として使用しても良い。各制御目標を表す基準値は、制御回路８０１の内部で、又は外部ソースから生成されても良い。一実施形態では、選択された変調方式は、外部管理コントローラの指示の下で制御回路によって選択されてもよい。検知された電圧Ｖｏ（又は検知された電流Ｉｏ）と対応する基準値との間の差に基づいて、制御回路８０１は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００の１次側位相レッグでスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を動作させる２つ以上の変調方式の間で切替える。制御目標の１つ以上を使用して、選択した変調方式でのデバイススイッチング周波数ｆｓｗや位相シフト等、他の制御パラメータの値を決定することができる。１次側のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を動作させるスイッチ制御信号は、選択された変調方式及び他の制御パラメータ値に基づいて生成される。
図８では、この例では単に倍率である絶縁トランスＴＲのトランス巻数比ＮＳ／ＮＰが１に設定されており、この詳細な説明を簡略化している。図７Ｂ及び７Ｃで書かれているように、対称変調方式は、デバイススイッチング周波数ｆｓｗ或いは共振周波数ｆｒ付近での非対称変調方式として出力電圧Ｖｏの２倍の電圧を供給する。具体的には、対称変調下では、共振周波数ｆｒでの位相レッグ出力電圧ＶＡＢ（従って、出力電圧Ｖｏ）は０．５Ｖｉｎである。一実施形態では、絶縁トランスＴＲの共振パラメータは、デバイススイッチング周波数ｆｓｗが０．５ｆｒ〜１．４ｆｒに変化するとき、出力電圧Ｖｏが０．３Ｖｉｎ〜０．８Ｖｉｎに変化するようになっている。同様に、非対称変調下では、共振周波数ｆｒでの位相レッグ出力電圧ＶＡＢ（従って、出力電圧Ｖｏ）は０．２５Ｖｉｎである。同じ実施形態では、絶縁トランスＴＲの共振パラメータは、デバイススイッチング周波数ｆｓｗが０．２５ｆｒ〜０．８ｆｒに変化するとき、出力電圧Ｖｏが０．１２５Ｖｉｎ〜０．４Ｖｉｎに変化するようになっている。（デバイススイッチング周波数ｆｓｗは、位相レッグ出力電圧ＶＡＢの半分の周波数であることを思い出して欲しい。）従って、本発明は更に、変調方式の選択と周波数制御を組み合わせて所定の出力電圧範囲を達成する制御方法を提供する。（変調方式は、それぞれの出力電圧レギュレーション範囲で重複する場合がある。）本発明の実施形態の下における変調方式の選択は、例えば、電圧制御目標、負荷条件、及び許容可能な動作周波数範囲等の制御パラメータに基づく。現在の方式とは異なる変調方式が好ましいように１つ又は複数の条件が変化すると、制御回路８０１は、現在の変調方式から好ましい変調方式への遷移を実行する。
上述の実施形態では、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ８００は、デバイススイッチング周波数ｆｓｗが０．２５ｆｒ〜１．６ｆｒの間の範囲であり、０．１２５Ｖｉｎ〜０．８Ｖｉｎの間の出力電圧範囲Ｖｏを有する場合がある。最大と最小のＤＣゲイン比は６．４であり、デバイスの最大スイッチング周波数ｆｓｗはわずか１．６ｆｒである。出力電圧が低い場合、デバイススイッチング周波数ｆｓｗは、従来の周波数制御の場合のように大幅に増加する必要がないため、大幅にスイッチング損失が発生する。（実際、デバイススイッチング周波数ｆｓｗは、低出力電圧に周波数倍増非対称変調方式を使用すると更に低下する。）本発明の実施形態の方法の下では、特に、非常に低い出力電圧、非常に軽い負荷条件、又はその両方で、最大デバイススイッチング周波数ｆｓｗが大幅に低下する。回路パラメータ値を調整することにより、同じ狭いデバイススイッチング周波数範囲で、従来の制御を使用するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータでは達成できない、更に高い最大−最小ＤＣゲイン比を達成できる。
図９Ａ及び図９Ｂは、本発明の一実施形態における制御方式が（ｉ）対称変調方式から非対称変調方式に、及び（ｉｉ）非対称変調方式から対称変調方式に切替わるときの、スイッチングデバイスＳ１及びＳ４への制御信号と位相レッグ出力電圧ＶＡＢを示す。図９Ａは、出力電圧制御目標が出力電圧範囲内で高電圧から低電圧に変化するときの対称変調方式（間隔９０１）から非対称変調方式（間隔９０３）への遷移を示す。変調方式間の遷移期間９０２は、周波数シフト、位相シフト、デューティサイクルシフト、又はそれらの任意の組合せ等の異なる方法で実装することができる。同様に、図９Ｂは、出力電圧制御目標が出力電圧範囲内で低電圧から高電圧に変化するときの非対称変調方式（間隔９０４）から対称変調方式（間隔９０６）への遷移を示す。変調方式間の遷移期間９０５は、図９Ａの遷移の場合と同様に実装することができる。即ち、周波数シフト、位相シフト、デューティサイクルシフト、又はそれらの任意の組合せ等の制御パラメータを使用するが、順序は逆である。もちろん、他の適切な遷移制御方法を使用することも可能である。
３レベル変調
本発明の一実施形態によれば、図１０Ｂは、図１０ＡのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の１次スイッチングデバイスＳ１、Ｓ１、Ｓ３及びＳ４を動作させる信号のための３レベル変調方式を示す。スイッチングデバイスＳ１及びＳ１を動作させる信号は相補的であり、スイッチングデバイスＳ３及びＳ４を動作させるための信号も相補的である。実際には、位相レッグのシュートスルーを回避するために、相補スイッチ信号の各対の間にわずかなデッドタイムが挿入される。この実施形態では、出力電圧又は出力電流に基づいて、制御回路は、第１、第２、第３、及び第４スイッチ制御信号Ｓ１〜Ｓ４を、第１変調方式に従って生成するように構成可能である。第１変調方式は、（ｉ）−（ｉｖ）が成立している。
（ｉ）第１及び第２スイッチ制御信号が互いに実質的に相補的であり、第３及び第４スイッチ制御信号が互いに実質的に相補的である。
（ｉｉ）第１、第２、第３、及び第４スイッチ制御信号が共通のスイッチング周期で周期的である。
（ｉｉｉ）共通のスイッチング周期内において、（１）前記各スイッチ制御信号には、２つの立ち上がりエッジと２つの立ち下がりエッジがあり、（２）第１スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジは、第４スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジよりも第１所定時間だけ遅れ、一方、第１スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジは、第４スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジよりも進んでいるか、又は（３）第１スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジが、第４スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジよりも第１所定時間進んでおり、一方、第１スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジは、第４スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジよりも第２所定時間だけ遅れている。
（ｉｖ）制御回路は、スイッチング周期、第１所定時間、及び第２所定時間を変化させる、電力変換器を提供する。
図１０Ｂは、１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４への信号及びＳＨＢ位相レッグ出力電圧ＶＡＢのタイミング図である。スイッチング周期Ｔｓｗでは、１次スイッチングデバイスＳ１、Ｓ１、Ｓ３及びＳ４のそれぞれが２回オンになり、２回オフになる。オンになるたびに、第１スイッチングデバイスＳ１又はＳ４は、スイッチング周期Ｔｓｗの２５％にわたる期間「オン」になり、累積される「オン」期間はスイッチング周期Ｔｓｗの５０％になる。図１０Ｂに示すように、スイッチング周期Ｔｓｗの間、１次スイッチングデバイスＳ１の第１立ち上がりエッジは、１次スイッチングデバイスＳ４の第１立ち上がりエッジより遅れ、一方、１次スイッチングデバイスＳ１の第２立ち上がりエッジは、１次スイッチングデバイスＳ４の第２立ち上がりエッジよりも先行する。図１０Ｂに示すように、先行時間と遅延時間はそれぞれφである。更に、１次スイッチングデバイスＳ１の第１立ち上がりエッジは、１次スイッチングデバイスＳ４の第２立ち上がりエッジよりも１／２Ｔｓｗだけ先行している。この方法で１次スイッチングデバイスＳ１、Ｓ１、Ｓ３、及びＳ４を動作させると、位相レッグ出力電圧ＶＡＢは、３つの異なる電圧レベルを有することになる。この実施形態では、（ｉ）第１及び第４スイッチングデバイスＳ１、Ｓ４が両方とも非導通であるとき、第１及び第２節点の両端の電圧は第１電圧レベルになる。（ｉｉ）第１及び第４スイッチングデバイスＳ１、Ｓ４の１つが導通すると、第１及び第２節点間の両端の電圧は、第２電圧レベルになる。（ｉｉｉ）第１及び第４スイッチングデバイスＳ１、Ｓ４が両方とも導通すると、第１節点両端の電圧は、第３電圧レベルになる。第１電圧レベルは接地であり、第２電圧レベルは実質的に入力信号の半分であり、第２電圧レベルは実質的に入力信号である。１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ４が両方とも「オン」又は導通している場合、位相レッグ出力電圧ＶＡＢはＶｉｎに等しくなる。１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ４が両方とも「オン」である場合、又は１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ３が両方とも「オン」である場合、位相レッグ出力電圧ＶＡＢは０．５Ｖｉｎに等しい。１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ３が両方とも「オン」の場合、位相レッグ出力電圧ＶＡＢは０Ｖに等しくなる。
従って、位相レッグ出力電圧ＶＡＢの波形は、スイッチング周期Ｔｓｗの半分の周期で周期的である。期間φは、１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ４が両方とも「オン」であるとき、又は１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ３が両方とも「オン」であるときの期間に対応するので、期間φは、位相レッグ出力電圧ＶＡＢが１／２Ｖｉｎに等しい期間を決定する。スイッチング周波数ｆｓｗ（従って、スイッチング周期Ｔｓｗ）と期間φは、さまざまな制御目標を設定するための制御変数である。
主要な波形及び段の分析
この詳細な説明では、動作の分析を簡略化するために、図１０Ａに示すように入力コンデンサＣｉｎ及び出力コンデンサＣＯのリップル電圧は、無視できると想定しており、それぞれ定電圧源ＶｉｎとＶＯで表すことができる。また、本明細書の半導体回路要素はそれぞれ、その「オン」又は導通状態では抵抗がゼロであると仮定している。（即ち、それらは短絡と見なす）。但し、１次スイッチングデバイスの出力容量は無視できないものとする。
図１１は、図１０のＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００のスイッチング周期Ｔｓｗ間の主要な波形である。図１１は、スイッチ制御電圧Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４（即ち、正の電圧は、それぞれ１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４が「オン」状態であることを示す）、１次側出力電圧ＶＡＢ、共振インダクタＬｒの電流ｉＬｒ、励磁インダクタＬｍの電流ｉＬｍ、及び１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ２間の両端の電圧ＶＳ１及びＶＳ２を示す。図１１は、時間ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６、ｔ７、ｔ８、ｔ９、ｔ１０、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４、ｔ１５、及びｔ１６における信号遷移を示す。
図１１に関連して、図１２Ａ〜図１２Ｐは、期間（ｔ０，ｔ１），（ｔ１，ｔ２），（ｔ２，ｔ３），（ｔ３，ｔ４），（ｔ４，ｔ５），（ｔ５，ｔ６），（ｔ６，ｔ７），（ｔ７，ｔ８），（ｔ８，ｔ９），（ｔ９，ｔ１０），（ｔ１０，ｔ１１），（ｔ１１，ｔ１２），（ｔ１２，ｔ１３），（ｔ１３，ｔ１４），（ｔ１４，ｔ１５），及び（ｔ１５，ｔ１６）にそれぞれに対応する、本発明の実施形態の３レベル変調方式下でのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の１６の動作段を示している。図１２Ａ〜図１２Ｐでは、開いている又は「オフ」のスイッチングデバイスは破線で示されている（例えば、図１２Ａでは、１次スイッチングデバイスＳ２及びＳ３は開いている）。また、１次スイッチングデバイスＳ１、Ｓ２、Ｓ３及びＳ４の寄生コンデンサは、それぞれコンデンサＣＳ１、ＣＳ２、ＣＳ３及びＣＳ４で表されている。
図１２Ａに示すように、期間（ｔ０、ｔ１）では、共振電流ｉＬｒは増加し、共振インダクタＬｒ、トランスＴＲ、磁化インダクタＬｍ、共振コンデンサＣｒ、及び１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ４を流れる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは入力電圧Ｖｉｎに等しくなる。
図１２Ｂに示すように、期間（ｔ１、ｔ２）では、１次スイッチングデバイスＳ１が開いた後、コンデンサＣＳ１は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ２は完全に放電する（即ち、両端が０Ｖになるまで）。共振電流ｉＬｒは減少し始める。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ１及びＣＳ２での充電と放電の結果として、１／２Ｖｉｎに低下する。
図１２Ｃに示すように、期間（ｔ２、ｔ３）では、１次スイッチングデバイスＳ２は、０Ｖで（即ち、スイッチング損失のない「ＺＶＳ」状態で）オンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは１／２Ｖｉｎに留まり、共振電流ｉＬｒは減少し続ける。
図１２Ｄに示すように、期間（ｔ３、ｔ４）では、１次スイッチングデバイスＳ４がオフにされた後、コンデンサＣＳ４は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ３は完全に放電される。位相レグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ４及びＣＳ３での充電と放電の結果として、０Ｖになり、共振電流ｉＬｒは減少し続ける。
図１２Ｅに示すように、期間（ｔ４、ｔ５）では、１次スイッチングデバイスＳ３は、ＺＶＳ状態でオンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは０Ｖに留まり、共振電流ｉＬｒは減少し続ける。
図１２Ｆに示すように、期間（ｔ５、ｔ６）では、１次スイッチングデバイスＳ３がオフにされた後、コンデンサＣＳ３は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ４は完全に放電される。位相レグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ４及びＣＳ３での充電と放電の結果として、１／２Ｖｉｎまで上昇し、共振電流ｉＬｒは増加し始める。
図１２Ｇに示すように、期間（ｔ６、ｔ７）では、１次スイッチングデバイスＳ４は、ＺＶＳ状態でオンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは１／２Ｖｉｎに留まり、共振電流ｉＬｒは増加し続ける。
図１２Ｈに示すように、期間（ｔ７、ｔ８）では、１次スイッチングデバイスＳ２がオフにされた後、コンデンサＣＳ２は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ１は完全に放電される。位相レグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ２及びＣＳ１での充電と放電の結果として、Ｖｉｎになり、共振電流ｉＬｒは増加し始める。
図１２Ｉに示すように、期間（ｔ８、ｔ９）では、１次スイッチングデバイスＳ１は、ＺＶＳ状態でオンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは１／２Ｖｉｎに留まり、共振電流ｉＬｒは増加し続ける。
図１２Ｊに示すように、期間（ｔ９、ｔ１０）では、１次スイッチングデバイスＳ４が開くと、コンデンサＣＳ４は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ３は完全に放電される。共振電流ｉＬｒは減少し始め、位相レグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ４及びＣＳ３での充電と放電の結果として、１／２Ｖｉｎまで下降する。
図１２Ｋに示すように、期間（ｔ１０、ｔ１１）では、１次スイッチングデバイスＳ３は、ＺＶＳ状態でオンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは１／２Ｖｉｎに留まり、共振電流ｉＬｒは減少し続ける。
図１２Ｌに示すように、期間（ｔ１１、ｔ１２）では、１次スイッチングデバイスＳ１がオフされると、コンデンサＣＳ１は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ１は完全に放電される。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ１及びＣＳ２での充電と放電の結果として、０Ｖになり、共振電流ｉＬｒは減少し続ける。
図１２Ｍに示すように、期間（ｔ１２、ｔ１３）では、１次スイッチングデバイスＳ１は、ＺＶＳ状態でオンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは０Ｖに留まり、共振電流ｉＬｒは減少し続ける。
図１２Ｎに示すように、期間（ｔ１３、ｔ１４）では、１次スイッチングデバイスＳ１がオフされると、コンデンサＣＳ１は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ１は完全に放電される。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ２及びＣＳ１での充電と放電の結果として、１／２Ｖｉｎまで上昇し、共振電流ｉＬｒは増加し始める。
図１２Ｏに示すように、期間（ｔ１４、ｔ１５）では、１次スイッチングデバイスＳ１は、ＺＶＳ状態でオンになる。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは１／２Ｖｉｎに留まり、共振電流ｉＬｒは増加し続ける。
図１２Ｐに示すように、期間（ｔ１５、ｔ１６）では、１次スイッチングデバイスＳ３がオフされると、コンデンサＣＳ３は１／２Ｖｉｎまで充電され、コンデンサＣＳ４は完全に放電される。位相レッグ出力電圧ＶＡＢは、コンデンサＣＳ３及びＣＳ４での充電と放電の結果として、Ｖｉｎとなり、共振電流ｉＬｒは増加し続ける。
すべての１次スイッチングデバイスがＺＶＳ状態でオンになるので、本発明の実施形態の３レベル変調方式は、総スイッチング損失を大幅に低減する。
本発明の３レベル変調方式の利点：Ａ．出力電圧の低減
本発明の実施形態の３レベル変調方式は、直列接続されたＬｒ−Ｃｒ−Ｌｍ共振回路の両端で、ＤＣ及びＡＣ成分を含む制御可能な位相レッグ出力電圧ＶＡＢを生成する。この実施形態では、ＬＬＣ共振コンバータ動作中に、共振コンデンサＣｒがＤＣ成分を遮断するので、ＡＣ成分のみがトランスＴＲの１次側巻線に現れる。デバイススイッチング周波数ｆｓｗが下記式３で表される共振周波数ｆｒに等しく、期間φ＝０の場合、出力電圧Ｖｏは、位相レッグ出力電圧ＶＡＢの整流ＡＣ成分とトランスＴＲの電圧ゲインの積の平均に等しくなる。トランスＴＲの電圧ゲインは巻数比ＮＳ／ＮＰであり、ここでＮＳ及びＮＰはそれぞれ２次側巻線と１次側巻線の巻数であるため、出力電圧Ｖｏは下記式４になる。持続時間φの望ましい値に対して、スイッチング周波数ｆｒが固定されている場合、整流されたＡＣ成分の平均電圧は減少する。従って、出力電圧Ｖｏも低下する。よって、本発明の実施形態の３レベル変調方式を使用して、スイッチング周波数ｆｒに影響を与えることなく出力電圧Ｖｏを調整することができる。
Figure 2021191228
Ｂ．各１次スイッチングデバイスの電流ストレスのバランス
パワーデバイスの「オン」抵抗は、伝導損失を引き起こす。図１０ＡのＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００において、１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４は、それらが導通しているときに伝導損失を引き起こす。図１３は、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下で、デッドタイムの影響を考慮せずに、１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４における制御スイッチ電圧Ｓ１〜Ｓ４、スイッチング周期Ｔｓｗ中にそれらを流れる同時電流Ｉ１〜Ｉ４を示す。電流Ｉ１〜Ｉ４は同じ二乗平均平方根（ＲＭＳ）値を持っているので、１次スイッチングデバイス間で熱ストレスのバランスが均等になる。その結果、これらのデバイスではより長い寿命が期待でき、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００の信頼性が向上する。
ＤＣリンクコンデンサの電圧バランス
理想的には、本発明の実施形態の３レベル変調方式の下で上部及び下部コンデンサ（例えば、コンデンサＣｉｎ１及びＣｉｎ２）が同じ電力を共振タンクに供給するとき、それらのＤＣリンクコンデンサ電圧は、追加の制御なしで自動的に調整される。但し、等価直列抵抗（ＥＳＲｓ）とＤＣリンクコンデンサの容量のパラメータの不整合、及びスイッチ制御又はゲート信号のタイミングの不整合の両方とも、実際のＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータでは避けられない。これらの不整合により、ＤＣリンクコンデンサの電圧の不均衡が生じる。
本発明の実施形態は、ＤＣリンクコンデンサ電圧のバランスを取り、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータを安全な範囲で動作させ続ける方法を提供する。コンデンサＣｉｎ１の電圧がコンデンサＣｉｎ２より大きい場合、１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ１へのスイッチ制御信号におけるすべての遷移が短時間遅延し、１次スイッチングデバイスＳ３及びＳ４へのスイッチ制御信号におけるすべての遷移は、同じ量だけ前に進められる。同様に、コンデンサＣｉｎ２の電圧がコンデンサＣｉｎ１より大きい場合、１次スイッチングデバイスＳ１及びＳ１へのスイッチ制御信号のすべての遷移は短期間だけ進められ、１次スイッチングデバイスＳ３及びＳ４のスイッチ制御信号のすべての遷移は、同じ量だけ遅れる。短時間の調整は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータの正常な動作に悪影響を与えないように、所定の制限値、例えばスイッチング周期Ｔｓｗの５％を超えないようにすることが好ましい。
パルス周波数変調（ＰＦＭ）と３レベル変調方式との組合せによる広出力電圧範囲の動作実現
上述のように、最大効率は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータが共振周波数ｆｒ、又は共振周波数ｆｒに非常に近い動作点で動作するときに達成される。広い出力電圧範囲を実現するために、従来の制御はスイッチング周波数ｆｓｗを変調してＤＣ電圧ゲインを調整する。但し、スイッチング周波数制御により、動作点が回路の最大効率から離れる。更に、非常に広い出力電圧範囲の場合、そのようなスイッチング周波数制御でも、固定された回路パラメータによって必要なＤＣ電圧ゲインを達成できない。
本発明の発明者は、異なる変調方式を組合せることによって、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータが広い出力電圧範囲を提供できると同時に、共振周波数又はその近く（即ち、より狭い入力スイッチング周波数範囲）で異なる所望のＤＣ電圧ゲインを効率的に達成できること、がわかっている。更に、本発明の実施形態の３レベル変調方式は、回路パラメータ値が固定されている場合でも、広い出力電圧範囲及び回路ゲインを達成できる。図１４は、本発明の一実施形態による、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００であり、出力電圧Ｖｏ（及び、任意選択で、出力電流Ｉｏ）に基づいて１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４へのスイッチ制御信号を生成する制御回路１４０１を含むＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００である。
ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００の制御回路１４０１は、その主要な制御目標として出力電圧Ｖｏを使用することができる。出力電流Ｉｏは、個別の制御目標又は負荷状態を表すフィードバック信号としても使用できる。各制御目標を表す基準値は、制御回路１４０１内で内部的に、又は外部ソースから生成することができる。検知された電圧Ｖｏ（又は検知された電流Ｉｏ）と対応する基準値との間の差に基づき、制御回路１４０１は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振制御コントローラ１４０１の１次側位相レッグにおけるスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を動作させる２以上の変調方式間で切り替える。１つ又は複数の制御目標は、選択された変調方式における信号のスイッチング周波数ｆｓｗ及びデューティサイクルのような他の制御パラメータの値を決定するために、用いることができる。１次側スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４を動作させる信号は、選択された変調方式と他の制御パラメータ値に基づいて生成される。
従来の対称周波数変調方式は、共振周波数ｆｒを中心にスイッチング周波数ｆｓｗを変化させることにより、所望の出力電圧ゲインを提供する。提案されている３レベル変調方式では、１次スイッチングデバイスが導通している期間を制御することにより、最大許容スイッチング周波数で追加の出力電圧ゲインを提供する。従って、本発明の実施形態は、選択された変調方式と周波数制御を組合せて所定の出力電圧範囲を達成する制御方法を提供する。（変調方式は、それぞれの出力電圧レギュレーション範囲で重複する場合がある。）本発明の下における実施形態の変調方式の選択は、例えば、電圧制御ターゲット、負荷条件、及び許容可能な動作周波数範囲等の制御パラメータに基づくことができる。
変調遷移
図１５Ａは、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１０００において、制御方式が対称変調方式から３レベル変調方式に切替るときの１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４への制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢである。本発明の一実施形態によれば、図１５Ｂは、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１４００において、制御方式が３レベル変調方式から対称変調方式に切替るときの１次スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４への制御信号及び位相レッグ出力電圧ＶＡＢである。図１５Ａに示すように、本発明の実施形態の対称変調方式（間隔１５０１）から３レベル変調方式（間隔１５０２）への切替えは、位相レッグ出力電圧ＶＡＢの制御目標が出力電圧Ｖｏ中の高電圧から低電圧に変化するので、遷移期間を必要としない。同様に、図１５Ｂに示すように、本発明の実施形態の３レベル変調方式（間隔１５０３）から対称変調方式（間隔１５０４）への切替えも、位相レグ出力電圧ＶＡＢの制御目標が出力電圧Ｖｏ中の低電圧から高電圧に変化するので、遷移期間を必要としない。一実施形態では、対称変調方式は可変周波数変調を有する。別の実施形態では、対称変調方式は定周波数変調を有する。
他のトポロジへの拡張
本発明の実施形態は、他の２次側トポロジを有するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータにも等しく適用可能であり、同様の有益な狭いデバイススイッチング周波数で広い出力電圧範囲を提供する。本発明の一実施形態によれば、図１６Ａ及び１６Ｂはそれぞれ、（ｉ）２次側にフルブリッジ同期整流器を備えたＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６００、及び（ｉｉ）２次側にセンタータップ付きトランスＴＲ及び同期整流器Ｓ５及びＳ６を備えたＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６５０である。ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６００では、制御回路１６０１は、図１０Ｂに関して議論された方法を組合せることができる。図１０Ｂの方法は、１次側のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４及び２次側のスイッチングデバイスＳ５〜Ｓ８を動作させるための信号を生成する従来の２次側制御方式を有する。ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６５０では、制御回路１６５１は、図１０Ｂに関して議論された方法を組合せることができる。図１０Ｂの方法は、１次側のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４及び２次側スイッチングデバイスＳ５及びＳ６を動作させるための信号を生成する従来の２次側制御方式を有する。本発明の実施形態は、ＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６００の２次側のスイッチングデバイスＳ５〜Ｓ８、又はＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１６５０の２次側スイッチングデバイスＳ５〜Ｓ６が存在するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータにも等しく適用可能である。共振コンバータは、ダイオードに置き換えられる。
本発明の実施形態はまた、図１７Ａ及び１７Ｂそれぞれに示されるような可変ＤＣ入力電圧を有する、又は２つの異なる入力電圧を有するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータに適用可能である。図１７Ａ及び１７Ｂはそれぞれ、本発明の一実施形態によって制御される、（ｉ）可変ＤＣ入力電圧源１７０２を備えたＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１７００、及び（ｉ）ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ１及びＶｉｎ２をそれぞれ備えたＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１７５０である。図１７Ａに示されるように、可変ＤＣ入力電圧源１７０２は、信号Ｖｃｔｒｌによって制御され得、これは内部的に生成され得るか、又は外部的に提供され得る。信号Ｖｃｔｒｌの制御方法を上述の本発明の実施形態の方法の何れかと組合せると、出力電圧範囲を更に拡大、又はＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１７００のデバイススイッチング周波数範囲を更に低減することができ得る。
更なる実施形態では、非常に広い入力又は出力電圧範囲で動作するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータの効率は、トランスの巻数比Ｎｐ／Ｎｓが同じで、共振槽成分Ｌｒ、Ｃｒ、Ｌｍが同じ値の場合、３レベル変調モード下のＤＣ電圧ゲインは、通常、２レベル非対称半入力電圧変調モード下のＤＣ電圧ゲインよりも高くなることを認識することで改善できる。その結果、３レベル変調モードは、より高いＤＣ電圧ゲインのアプリケーションに適しており、２レベル非対称半入力電圧変調モードは、より低いＤＣ電圧ゲインのアプリケーションに適している。コンバータは、ある変調モード下で動作し、別の変調モードに遷移できるため、非常に広い入出力電圧範囲で動作するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータにおいて、適切な制御を行うことで最適な性能を得ることができる。
最も単純な形態では、３レベル変調モードと２レベル非対称半入力電圧変調モードとの間の遷移、及びその逆の遷移を可能にするコントローラは、これらの変調モードのスイッチングパターンの間で遷移するために、スイッチングデバイスが短時間で中断されるように導入されてもよい。遷移中は入力端子と出力端子の間で電力の授受が行われないため、このアプローチの下で、出力変数（通常は出力電圧又は電流）が下がる（遷移中に出力変数の値が定常値よりも減少する）。この方法では、トポロジ遷移時に低下を減らし、出力変数を指定された範囲内に保つために、出力フィルタに蓄電量を増やすことができる。一方で、コントローラは、２つの変調モード間の遷移を可能にするスイッチングパターンを中断することなく導入できる。この２つの変調モードはスイッチングパターンが全く異なるため、瞬時に遷移するとシステムに激しい振動や電圧スパイクが発生し、コンバータが損傷する可能性がある。
本発明の一実施形態によれば、追加部品なしですべてのシステム変数を規定の範囲内に維持しながら、スイッチングデバイスを中断することなく（即ち、遷移中はすべてのスイッチングデバイスが変調されたまま）、遷移中又は遷移後に振動を導入することなく変調モードを遷移させることができる軌道制御に基づくＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータが提供される。
図１８Ａは、本発明の一実施形態による、システムに回路振動及びパラメータスパイクを導入することなく、３レベル変調モードと２レベル非対称半入力電圧変調モードとの間で変調モードを遷移させることが可能なＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１８００を示している。図１８Ａは、３レベル変調モード又は２レベル非対称半入力電圧変調モードの何れかの下で動作するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ１８００を示している。図１８Ａの回路では、２つの変調モードの間の遷移は、軌道制御によって実現されている。例えば、図１８Ｂは、３レベル変調モードから２レベル非対称半入力電圧変調モードに遷移する際のスイッチングデバイスＳ１及びＳ４のスイッチング信号を示している。３レベル変調モード下での動作中、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４は、固定のスイッチング周波数と可変の位相シフト角φで動作する。遷移が開始されると、コントローラ１８０１は、まず、遷移開始点であるＶＡＢの高電圧レベルに続く最後の１／２Ｖｉｎ電圧レベルを生成する。次に、コントローラ１８０１は、ＶＡＢのゼロ電圧レベルを形成するための専用ゲート信号を生成するが、その継続時間はθである。ゼロレベルの後、コントローラ１８０１は、２レベル変調モードのゲート信号を生成し、遷移が完了する。図１８Ｃは、２レベル非対称半入力電圧変調モードから３レベル変調モードに遷移する際のスイッチングデバイスＳ１及びＳ４のスイッチング信号を示している。図１８Ｃに示すように、遷移が開始されると、コントローラ１８０１は、まず、２レベル変調モード下において遷移開始点であるＶＡＢの最後の１／２Ｖｉｎ電圧レベルを生成する。次に、コントローラ１８０１は、ＶＡＢのゼロ電圧レベルを形成するための専用ゲート信号を生成するが、その継続時間はσである。ゼロレベルの後、コントローラ１８０１は、３レベル変調モードのゲート信号を生成し、遷移が完了する。
遷移が起こる出力電圧は、共振タンクエネルギーによって決まり、通常、正規化共振電圧ＶＣＲＮと正規化共振電流ｉＬＲＮの軌跡で示される。図１８Ｄは、３レベル変調モードの下における軌跡と、２レベル変調モード下における軌跡を示している。濃い軌跡は、２レベル変調モード下における軌跡を表している。薄い軌跡は、３レベル変調モード下における軌跡を表している。３レベルの軌跡の一部と２レベルの軌跡の一部が重なっており、この２つの部分の原点と半径が同じであることを意味している。つまり、共振デバイスに蓄えられている共振タンクエネルギーは同じである。そのため、遷移の前後で共振タンク内のエネルギーの不一致が少なくなるように、重なった軌道の始まりで遷移が起こる可能性がある。そして、最適な遷移性能を得ることができる。
図１８Ｂ及び１８Ｃに示すように、遷移前の３レベル変調モードの最後の１／２Ｖｉｎ電圧レベルを形成するために、スイッチングデバイスＳ２及びＳ４がオンになり、遷移後の２レベル変調モードの最初のゼロ電圧レベルを形成するために、スイッチングデバイスＳ２及びＳ３がオンになる。しかし、ＶＡＢと同じ電圧レベルを生成することができる他のスイッチングパターンを使用することもできる。図１９は、３レベル変調モードから２レベル変調モードへの遷移時に可能性のある別のゲート信号を示している。そして、図２０は、２レベル変調モードから３レベル変調モードへの遷移時に可能性のある別のゲート信号を示している。
本発明の一実施形態によれば、別の方法では、出力フィルタの記憶容量を増やすことなく、出力変数を規定の範囲内に維持しつつ、スイッチングデバイスを中断することなく変調モードの遷移を提供する。
図２１Ａ、２１Ｂ及び２１Ｃは、本発明の一実施形態による、スイッチングデバイスを中断することなく、３レベル変調モードと２レベル半入力電圧変調モードとの間の遷移を提供するＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータを示しており、図２１Ａは、３レベル変調モード又は２レベル非対称半入力電圧変調モードの何れかの下で動作することができるＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータ２１００を示している。図２１Ａの回路の２つの変調モード間の遷移は、４つのスイッチングデバイスのＰＷＭ制御によって達成され、ＰＷＭ制御はコントローラ２１０１によって制御される。例えば、図２１Ｂは、３レベル変調モードから２レベル半入力電圧変調モードに遷移する際のスイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のスイッチング信号を示している。３レベル変調モード下での動作中、スイッチングデバイスＳ１とＳ４は可変スイッチング周波数と５０％のデューティ比で動作する。遷移の間、スイッチングデバイスＳ２及びＳ３は、可変スイッチング周波数で動作し続け、それぞれスイッチングデバイスＳ１及びＳ４に相補的であり続け、ＰＷＭ遷移制御は、スイッチングデバイスＳ１の２つのパルスのうち１つのパルスのデューティ比を５０％から０％へと単調に減少させ、スイッチングデバイスＳ４の２つのパルスのうち２つのパルスのデューティ比を５０％から０％へと単調に減少させる。また、スイッチングデバイスＳ１の狭帯域パルスは、スイッチングデバイスＳ４の狭帯域パルスと１８０度位相がずれており、スイッチングデバイス子Ｓ１の不変パルスは、スイッチングデバイスＳ４の不変パルスと１８０度位相がずれている。スイッチングデバイスＳ１，Ｓ４のデューティサイクルが２５％になるため、ＬＬＣ共振コンバータは，周波数可変制御の遷移期間中，２レベル半入力電圧変調モード下で動作し続けることになる。図２１Ｃは、２レベル半入力電圧変調モードから３レベル変調モードに遷移する際の、スイッチングデバイスＳ１〜Ｓ４のスイッチング信号を示す図である。図２１Ｃに示すように、スイッチングデバイスＳ１及びＳ４は、２レベル半入力電圧変調モードから３レベル変調モードへの遷移時に、３レベル変調モードから２レベル半入力電圧変調モードへの遷移時とは実質的に逆方向に変調される。即ち、スイッチングデバイスＳ１及びＳ４の２つのパルスのうち１つのパルスのデューティ比が０％から５０％まで単調に増加し、Ｓ１及びＳ４の等価デューティ比が２５％から５０％まで増加する。
いくつかの実施形態では、コントローラは、電源電圧、負荷電圧及び負荷電流の少なくとも１つに応じて、電力コンバータを動作させるために、３レベル変調モード及び２レベル変調モードの何れかを選択する。いくつかの実施形態では、コントローラは、可変スイッチング周波数、一定周波数のパルス幅変調モード、及び一定周波数の位相シフト制御の少なくとも１つを備えるスイッチングデバイスを動作させる。
一実施形態では、変調モード遷移期間におけるスイッチングデバイスＳ１及びＳ４のデューティ比の変化は、共振コンデンサＣｒの平均電圧が３レベル変調モード用の値と２レベル半入力電圧変調モード用の値との間で変化するのに要する時間によって決定される。具体的には、３レベル変調モードから２レベル半入力電圧変調モードに遷移する際、共振コンデンサの平均電圧はＶｉｎ／２からＶｉｎ／４に変化する。これに対応して、２レベル半入力電圧変調モードから３レベル変調モードになると、平均電圧はＶｉｎ／４からＶｉｎ／２に変化する。トポロジの遷移時間が短すぎたり、最悪の場合は急激に遷移すると、トポロジの遷移が完了する前に、共振コンデンサＣｒの電圧が適切な値まで十分に充電されないことがある。このような場合、トランスの過渡的なＶ秒の不均衡により、トランスのコアが飽和したり、出力電圧が所望の範囲外になったりすることがある。
図２１Ｂ及び２１Ｃに示すように、ターンオンエッジの遅延とターンオフエッジの先導を同時に行うことで、スイッチングデバイスＳ１とＳ４のデューティ比を低減している。但し、他のＰＷＭ制御方式も可能である。例えば、ターンオンエッジやターンオフエッジの遅延により、デューティ比を低減することができる。
一般的に、変調モードの遷移は、入力又は出力電圧の変化、又は出力電流の変化にとって決定的である。結果として、遷移制御を行うためには、入力電圧、出力電圧、又は出力電流を検知する必要がある。トポロジの遷移は、システムコントローラ（例えば、電源管理コントローラ）又は自律的な電力変換コントローラの何れかによって開始することができる。変調モード遷移制御を行うコントローラは、アナログ回路とデジタル回路の両方で実装することができるが、適応制御や複雑なタイミング要求を容易に実現できるという点で、デジタルアプローチが好ましいと言える。
本発明の実施形態に係るＳＨＢ ＬＬＣ共振コンバータの変調モード遷移は、フルブリッジ２レベル変調モードとハーフブリッジ２レベル変調モードの間で変調モード遷移が起こる、従来のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータを含む他の共振コンバータにも適用することができる。

Claims (14)

  1. 出力電圧又は出力電流を少なくとも1つの負荷に供給するため、電圧源からの入力信号を受信する電力コンバータであって、
    （ａ）１次側回路と、（ｂ）２次側回路と、（ｃ）制御回路とを備え、
    （ａ）前記１次側回路は、（ｉ）直列接続された第１組及び第２組スイッチングデバイスと、（ｉｉ）ＬＣ共振回路と、（ｉｉｉ）絶縁トランスとを有し、
    （ｉ）前記第１組及び第２組スイッチングデバイスは、それぞれ、直列接続された複数のスイッチングデバイスを有し、各前記スイッチングデバイスは、スイッチ制御信号によって制御され、前記入力信号は、直列接続された前記第１組及び第２組スイッチングデバイスの両端へ供給され、
    （ｉｉ）前記ＬＣ共振回路は、前記第１組スイッチングデバイスの第１節点及び前記第２組スイッチングデバイスの第２節点との間に接続され、
    （ｉｉｉ）前記絶縁トランスは、第１及び第２巻線を有し、
    第１巻線は、前記ＬＣ共振回路の第３及び第４節点の間に接続され、
    （ｂ）前記２次側回路は、前記絶縁トランスの第２巻線と並列に接続され、
    前記２次側回路は、フィルタコンデンサを有し、
    前記フィルタコンデンサは、少なくとも１つの負荷に前記出力電圧又は前記出力電流を供給し、
    （ｃ）前記制御回路は、
    任意の時点で２つ以上の変調方式のうちの１つを選択し、
    前記出力電圧、前記出力電流、前記入力信号、及び１つ以上の外部制御信号のうちの少なくとも１つに基づいて、選択された前記変調方式の下で前記１次側回路の前記スイッチングデバイスを動作させる前記スイッチ制御信号を供給し、
    前記出力電圧又は前記出力電流に基づいて前記スイッチングデバイスを動作させるものであり、
    第１変調モード及び第２変調モードで動作するように構成されており、
    前記第１変調モード下では、３つの異なる電圧レベルからなる前記出力電圧を生成するために前記スイッチングデバイスを動作させ、前記第２変調モード下では、２つの異なる電圧レベルからなる前記出力電圧を生成するために前記スイッチングデバイスを動作させる、電力コンバータ。
  2. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
    前記変調方式の１つが対称変調方式として動作し、
    前記対称変調方式では、前記対をなす第１組及び第２組スイッチングデバイスの各組における前記スイッチングデバイスへの前記スイッチ制御信号は相補的であり、
    前記対をなす第１組及び第２組スイッチングデバイスのそれぞれは、第１及び第２スイッチングデバイスを有し、
    前記第１組スイッチングデバイスの前記第１スイッチングデバイスを動作させる前記スイッチ制御信号及び前記第２組スイッチングデバイスの前記第２スイッチングデバイスを動作させる前記スイッチ制御信号は、
    同期されており、
    ５０％のデューティサイクルのスイッチング信号である、電力コンバータ。
  3. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
    前記変調方式の１つが非対称変調方式として動作し、
    前記非対称変調方式では、前記対をなす第１組及び第２組スイッチングデバイスの各組における前記スイッチングデバイスへのスイッチ制御信号が相補的であり、
    前記対をなす第１組及び第２組スイッチングデバイスのそれぞれは、第１及び第２スイッチングデバイスを有し、
    前記第１組スイッチングデバイスの第１スイッチングデバイスを動作させる前記スイッチ制御信号及び前記第２組スイッチングデバイスの第２スイッチングデバイスを動作させる前記スイッチ制御信号は、
    共通のスイッチング周波数下で動作する２５％デューティサイクル信号であり、
    互いに１８０度位相シフトしている、電力コンバータ。
  4. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
    前記第１組スイッチングデバイスの両端に接続された第１入力コンデンサと、
    前記第２組スイッチングデバイスの両端に接続された第２入力コンデンサとを更に備え、
    第１組スイッチングデバイスは、第１組スイッチ制御信号によって制御され、
    第２組スイッチングデバイスは、第２組スイッチ制御信号によって制御され、
    第１入力コンデンサの電圧が第２入力コンデンサの電圧より高い場合、前記制御回路は、第１組スイッチ制御信号の遷移を遅延させ、第２組スイッチ制御信号の遷移を同じ量だけ時間的に進め、
    第１入力コンデンサの電圧が第２入力コンデンサの電圧よりも低い場合、前記制御回路は、第１組スイッチ制御信号の遷移を早め、第２組スイッチ制御信号の遷移を遅延させる、電力コンバータ。
  5. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
    前記制御回路は、周波数シフト、位相シフト、デューティサイクルシフト、及びそれらの組合せの何れかを使用し、選択された前記変調方式間を遷移する、電力コンバータ。
  6. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
    前記第１組スイッチングデバイスは、第１及び第２スイッチングデバイスを備え、
    前記第２組スイッチングデバイスは、第３及び第４スイッチングデバイスを備え、
    （ｉ）第１及び第４スイッチングデバイスが両方とも非導通の場合、第１及び第２節点の両端の電圧は第１電圧レベルであり、
    （ｉｉ）第１及び第４スイッチングデバイスのうちの１つが導通している場合、第１及び第２節点の両端の電圧は第２電圧レベルであり、
    （ｉｉｉ）第１及び第４スイッチングデバイスが両方とも導通している場合、第１及び第２節点の両端の電圧は第３電圧レベルであり、
    前記第１電圧レベルは接地であり、前記第２電圧レベルは前記入力信号の略半分であり、前記第３電圧レベルは前記入力信号と略同レベルである、電力コンバータ。
  7. 請求項１に記載の電力コンバータであって、
    前記第１組スイッチングデバイスは、第１スイッチングデバイス及び第２スイッチングデバイスを有し、
    前記第２組スイッチングデバイスは、第３スイッチングデバイス及び第４スイッチングデバイスを有し、
    前記第１スイッチングデバイス、前記第２スイッチングデバイス、前記第３スイッチングデバイス及び前記第４スイッチングデバイスは、第１スイッチ制御信号、第２スイッチ制御信号、第３スイッチ制御信号及び第４スイッチ制御信号によってそれぞれ制御され、
    第１変調方式では、（ｉ）−（ｉｖ）が成立しており、
    （ｉ）前記第１及び第２スイッチ制御信号が互いに実質的に相補的であり、前記第３及び第４スイッチ制御信号が互いに実質的に相補的であり、
    （ｉｉ）前記第１、第２、第３、及び第４スイッチ制御信号が共通のスイッチング周期で周期的であり、
    （ｉｉｉ）前記共通のスイッチング周期内において、（１）と、（２）又は（３）とを満たし、
    （１）前記各スイッチ制御信号には、２つの立ち上がりエッジと２つの立ち下がりエッジがあり、
    （２）前記第１スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジよりも第１所定時間だけ遅れ、前記第１スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジよりも進んでおり、
    （３）前記第１スイッチ制御信号の前記第１立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の前記第１立ち上がりエッジよりも前記第１所定時間進んでおり、前記第１スイッチ制御信号の前記第２立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の前記第２立ち上がりエッジよりも第２所定時間だけ遅れており、
    （ｉｖ）前記制御回路は、前記スイッチング周期、前記第１所定時間、及び前記第２所定時間を変化させる、電力コンバータ。
  8. 請求項７に記載の電力コンバータであって、
    前記制御回路は、第１変調方式とは異なる第２変調方式に従い、前記第１、第２、第３、及び第４スイッチ制御信号を生成するように構成可能であり、
    前記第２変調方式は、対称変調方式として動作し、
    前記第１及び第２変調方式のうちの１つは、可変周波数変調を含み、
    前記第１及び第２変調方式のうちの１つは、定周波数変調制御を含み、
    前記制御回路は、第１期間、前記第１変調方式の下で前記電力コンバータを動作させ、第２期間、前記第２変調方式の下で前記電力コンバータを動作させることによって、前記電力コンバータのゲインを変化させる、電力コンバータ。
  9. 出力電圧又は出力電流を少なくとも１つの負荷に供給するため、電圧源から入力信号を受信するための第１及び第２入力端子を有する電力コンバータであって、
    （ａ）１次及び２次巻線を備えるトランスと、（ｂ）１次側回路と、（ｃ）２次側回路とを備え、
    （ｂ）１次側回路は、（ｉ）第１、第２、第３及び第４の直列接続されたスイッチングデバイスと、（ｉｉ）共振タンク回路とを有し、
    （ｉ）前記スイッチングデバイスは、前記第１及び第２端子の両端に接続されており、前記第１及び第２スイッチングデバイスは、それぞれ、第１及び第２スイッチング制御信号によって制御され、前記第３及び第４スイッチングデバイスは、それぞれ、第３及び第４相補的スイッチ制御信号によって制御され、
    （ｉｉ）前記共振タンク回路は、（１）前記第１及び第２スイッチングデバイスとの間の共通節点である第１節点と、前記第３及び第４スイッチングデバイスと間の共通節点である第２節点との間、及び（２）前記トランスの前記１次巻線に結合されている共振回路であり、
    （ｃ）前記２次側回路は、前記トランスの前記２次巻線に結合されており、前記２次側回路は、前記負荷へ前記出力電圧又は出力電流を供給するフィルタコンデンサを備え、制御信号は、共通のスイッチング周期を持つ周期的なものであり、
    （ｉｉｉ）前記共通のスイッチング周期内に、
    （１）各スイッチ制御信号が２つの立ち上がりエッジと２つの立ち下がりエッジを持ち、且つ、
    （２）前記第１スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の第１立ち上がりエッジに第１所定時間遅延し、前記第１スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の第２立ち上がりエッジに第２所定時間先行するか、又は（３）前記第１スイッチ制御信号の前記第１立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の前記第１立ち上がりエッジに前記第１所定時間先行し、前記第１スイッチ制御信号の前記第２立ち上がりエッジは、前記第４スイッチ制御信号の前記第２立ち上がりエッジに前記第２所定時間遅延するか何れかであり、
    （ｉｖ）前記制御回路は、
    前記スイッチング周期、前記第１所定時間、及び前記第２所定時間を変化させ、
    前記出力電圧又は前記出力電流に基づいて、前記スイッチングデバイスを動作させ、
    第１変調モード及び第２変調モードで動作するように構成され、
    前記第１変調モード下では、３つの異なる電圧レベルからなる前記出力電圧を生成するために前記スイッチングデバイスを動作させ、前記第２変調モード下では、２つの異なる電圧レベルからなる前記出力電圧を生成するために前記スイッチングデバイスを動作させる、電力コンバータ。
  10. 出力電圧又は出力電流を少なくとも１つの負荷に供給するため、電圧源から入力信号を受信する電力コンバータであって、
    （ａ）１次側回路と、（ｂ）２次側回路と、（ｃ）制御回路とを備え、
    （ａ）前記１次側回路は、（ｉ）直列接続された第１組及び第２組スイッチングデバイスと、（ｉｉ）ＬＣ共振回路と、（ｉｉｉ）絶縁トランスとを有し、
    （ｉ）前記第１組及び第２組スイッチングデバイスは、それぞれ、直列接続された複数のスイッチングデバイスを有し、各前記スイッチングデバイスは、スイッチ制御信号によって制御され、前記入力信号は、直列接続された前記第１組及び第２組スイッチングデバイスの両端へ供給され、
    （ｉｉ）前記ＬＣ共振回路は、前記第１組スイッチングデバイスの第１節点及び前記第２組スイッチングデバイスの第２節点との間に接続され、
    （ｉｉｉ）前記絶縁トランスは、第１及び第２巻線を備え、
    第１巻線は、前記ＬＣ共振回路の第３及び第４節点の間に接続され、
    （ｂ）前記２次側回路は、前記絶縁トランスの第２巻線と並列に接続され、
    前記２次側回路は、フィルタコンデンサを有し、
    前記フィルタコンデンサは、前記少なくとも１つの負荷に前記出力電圧及び前記出力電流の少なくとも一方を供給するように適合されており、
    （ｃ）前記制御回路は、
    前記出力電圧又は前記出力電流に基づいて、前記スイッチングデバイスを動作させ、
    第１変調モード及び第２変調モードで動作するように構成され、
    前記第１変調モード下では、３つの異なる電圧レベルからなる前記出力電圧を生成するように前記スイッチングデバイスを動作させ、前記第２変調モード下では、２つの異なる電圧レベルからなる前記出力電圧を生成するように前記スイッチングデバイスを動作させる、電力コンバータ。
  11. 請求項１〜請求項１０の何れか１つに記載の電力コンバータであって、
    前記制御回路は、第３変調モードで動作するように更に構成されており、前記第３変調モードでは、前記スイッチングデバイスはゼロ電圧レベルを生成するように動作する、電力コンバータ。
  12. 請求項１１に記載の電力コンバータであって、
    前記制御回路は、前記第１変調モードでの動作と前記第２変調モードでの動作との間に、前記第３変調モードで動作する、電力コンバータ。
  13. 請求項１〜請求項１２の何れか１つに記載の電力コンバータであって、
    前記制御回路は、第４変調モードで動作するように更に構成されており、前記第４変調モード下では、前記第１組スイッチングデバイスの一方の２つのパルス毎の１つのデューティ比が増加し、前記第２組スイッチングデバイスの一方の２つのパルス毎の１つのデューティ比が増加し、又は、前記第１組スイッチングデバイスの一方の２つのパルス毎の１つデューティ比が減少し、前記第２組スイッチングデバイスの一方の２つのパルス毎の１つのデューティ比が減少する、電力コンバータ。
  14. 請求項１３に記載の電力コンバータであって、
    前記制御回路は、前記第１変調モードでの動作と前記第２変調モードでの動作との間に、前記第４変調モードで動作する、電力コンバータ。
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ZHANG CHI ET AL: "DC-link Capacitor Voltage Balancing Control for Series Half Bridge LLC Resonant Converter", 2020 IEEE APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION (APEC), JPN7022002528, 15 March 2020 (2020-03-15), pages 2163 - 2169, XP033785028, ISSN: 0005124451, DOI: 10.1109/APEC39645.2020.9124510 *

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