CN113014108A - 一种三端口双向隔离变换器及轨道交通车辆 - Google Patents

一种三端口双向隔离变换器及轨道交通车辆 Download PDF

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CN113014108A CN202110281582.5A CN202110281582A CN113014108A CN 113014108 A CN113014108 A CN 113014108A CN 202110281582 A CN202110281582 A CN 202110281582A CN 113014108 A CN113014108 A CN 113014108A
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刘金榕
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Abstract

本申请公开了一种三端口双向隔离变换器，包括控制模块和变换电路，变换电路包括电感模块及分别与第一端口、第二端口、第三端口连接的双有源桥变换电路，电感模块和双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块构成两路交错并联的双向buck‑boost变换电路。本申请中任意两个端口之间均仅通过一级DC/DC变换，变换效率高，同时减少了功率开关器件、储能元件、滤波元件以及控制元件的数量，功率密度高、成本低。本申请还公开了一种轨道交通车辆，具有以上有益效果。

Description

一种三端口双向隔离变换器及轨道交通车辆
技术领域
本申请涉及轨道交通领域，特别涉及一种三端口双向隔离变换器及轨道交通车辆。
背景技术
在新能源发电、分布式电网、车载储能双向供电等具有供电母线、储能装置、负载三个端口的***中，传统的三端口双向隔离变换器结构如图1所示，其中，第一端口V1用于连接供电母线，第一端口V2用于连接储能装置，第三端口V3用于连接负载。第一端口V1和第二端口V2之间是通过非隔离的buck-boost变换器实现双向变换，第一端口V1和第三端口V3之间通过DAB(Dual Active Bridge，双有源桥)变换器实现双向隔离变换，第二端口V2和第三端口V3之间经过两级DC-DC变换，即先后通过buck-boost变换器和DAB变换器实现双向变换，变换效率低。此外，上述两个DC/DC变换器需要各自独立的功率开关器件、储能元件、滤波元件以及控制元件，降低了***的功率密度和效率，增加元器件数量，提高了***成本和控制复杂度。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本申请的目的是提供一种三端口双向隔离变换器及轨道交通车辆，任意两个端口之间均仅通过一级DC/DC变换，变换效率高，同时减少了功率开关器件、储能元件、滤波元件以及控制元件的数量，功率密度高、成本低。
为解决上述技术问题，本申请提供了一种三端口双向隔离变换器，包括控制模块和变换电路，所述变换电路包括电感模块及分别与第一端口、第二端口、第三端口连接的双有源桥变换电路，所述电感模块和所述双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块构成两路交错并联的双向buck-boost变换电路；
所述控制模块，用于控制所述第一端口和所述第二端口通过所述双向buck-boost变换电路执行对应的功率双向变换操作，控制所述第一端口和所述第三端口通过所述双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作，控制所述第二端口和所述第三端口通过所述双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作。
优选的，所述输入全桥变换模块包括第一滤波电容、第二滤波电容及第一全桥电路，所述电感模块包括第一电感和第二电感，其中：
所述第一滤波电容的第一端分别与第一端口的负极及所述第一全桥电路的第一端连接，所述第二滤波电容的第一端与所述第二端口的正极及所述第一全桥电路的第二端连接，所述第一滤波电容和所述第二滤波电容连接后的公共端分别与所述第二端口的负极、所述第一端口的正极、所述第一电感的第一端及所述第二电感的第一端连接，所述第二电感的第二端与所述第一全桥电路的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第一全桥电路的第四端连接。
优选的，所述第一全桥电路包括：
由第一开关模块和第二开关模块构成的第一原边桥臂；
由第三开关模块和第四开关模块构成的第二原边桥臂；
所述第一开关模块和所述第二开关模块的公共端作为所述第一全桥电路的第三端，所述第三开关模块和所述第四开关模块的公共端作为所述第一全桥电路的第四端。
优选的，通过所述双向buck-boost变换电路执行对应的功率双向变换操作的过程包括：
向所述双向buck-boost变换电路输出对应的脉冲信号，当所述脉冲信号的第一占空比小于0.5时，所述双向buck-boost变换电路执行降压操作，当所述脉冲信号的第一占空比大于0.5时，所述双向buck-boost变换电路执行升压操作。
优选的，所述变换电路还包括输出全桥变换模块、变压器及谐振电感，其中：
所述输入全桥变换模块分别与所述第一端口和所述第二端口连接，所述输出全桥变换模块与所述第三端口连接，所述输入全桥变换模块通过所述谐振电感和所述变压器与所述输出全桥变换模块连接。
优选的，所述输出全桥变换模块包括第二全桥电路和第三滤波电容，其中：
所述第二全桥电路与所述变压器的副边连接，所述第三滤波电容与所述第二全桥电路并联。
优选的，所述第二全桥电路包括：
由第五开关模块和第六开关模块构成的第一副边桥臂；
由第七开关模块和第八开关模块构成的第二副边桥臂。
优选的，通过所述双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作的过程包括：
对所述双有源桥变换电路中的所述输入全桥变换模块和所述输出全桥变换模块执行移相控制操作。
优选的，所述对所述双有源桥变换电路中的所述输入全桥变换模块和所述输出全桥变换模块执行移相控制操作的过程包括：
向所述双有源桥变换电路中的所述输入全桥变换模块和所述输出全桥变换模块分别输入对应的脉冲信号，所述输入全桥变换模块对应的脉冲信号和所述输出全桥模块对应的脉冲信号之间的移相时间为移相角与半开关周期的乘积。
优选的，向所述输出全桥变换模块输入对应的脉冲信号的过程包括：
向所述输出全桥变换模块中的所述第一副边桥臂和所述第二副边桥臂分别输入对应的脉冲信号，所述第一副边桥臂对应的脉冲信号超前所述第二副边桥臂对应的脉冲信号的时间为第二占空比和开关周期的乘积。
优选的，所述控制模块还用于：
确定所述三端口双向隔离变换器的电压模态；
获取每一所述电压模态对应的最优工作点，所述最优工作点为使所述三端口双向隔离变换器在目标输出功率下回流功率最小的工作点。
优选的，所述获取每一所述电压模态对应的最优工作点的过程包括：
通过拉格朗日乘数法获取每一所述电压模态对应的最优工作点。
优选的，所述通过拉格朗日乘数法获取每一所述电压模态对应的最优工作点的过程包括：
通过拉格朗日乘数法获取每一所述电压模态对应的多个工作点；
将满足该电压模态的边界条件的所述工作点确定为最优工作点。
为解决上述技术问题，本申请还提供了一种轨道交通车辆，包括：
车辆本体；
如上文任意一项所述的三端口双向隔离变换器。
本申请提供了一种三端口双向隔离变换器，任意两个端口之间均仅通过一级DC/DC变换，变换效率高，同时复用双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块，与电感模块共同构成两路交错并联的双向buck-boost变换电路，且通过一个控制模块即可实现任意两个端口之间的功率变换控制，减少了功率开关器件、储能元件、滤波元件以及控制元件的数量，功率密度高、成本低。本申请还提供了一种轨道交通车辆，具有和上述三端口双向隔离变换器相同的有益效果。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的一种三端口双向变换器的结构示意图；
图2为本申请所提供的另一种三端口双向变换器的结构示意图；
图3a为本申请所提供的一种脉冲信号波形图；
图3b为本申请所提供的另一种脉冲信号波形图；
图4a为本申请所提供的一种电压模态示意图；
图4b为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4c为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4d为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4e为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4f为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4g为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4h为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4i为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图4j为本申请所提供的另一种电压模态示意图；
图5为本申请所提供的另一种电压模态边界条件示意图。
具体实施方式
本申请的核心是提供一种三端口双向隔离变换器及轨道交通车辆，任意两个端口之间均仅通过一级DC/DC变换，变换效率高，同时减少了功率开关器件、储能元件、滤波元件以及控制元件的数量，功率密度高、成本低。
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
请参照图2，图2为本申请所提供的一种三端口双向隔离变换器的结构示意图，该三端口双向隔离变换器包括控制模块1和变换电路2，变换电路2包括电感模块及分别与第一端口V1、第二端口V2、第三端口V3连接的双有源桥变换电路，电感模块和双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块构成两路交错并联的双向buck-boost变换电路；
控制模块1，用于控制第一端口V1和第二端口V2通过双向buck-boost变换电路执行对应的功率双向变换操作，控制第一端口V1和第三端口V3通过双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作，控制第二端口V2和第三端口V3通过双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作。
本实施例中，三端口双向隔离变换器设有第一端口V1、第二端口V2和第三端口V3，其中，第一端口V1用于与供电母线连接，供电母线包括动车牵引中间直流母线、城轨直流配电网等，第二端口V2用于与储能装置连接，储能装置包括动力电池和超级电容等，第三端口V3用于与负载连接，负载包括车载充电机、辅助变流器等。
具体的，双有源桥变换电路包括输入全桥变换模块、输出全桥变换模块，以及设于输入全桥变换模块和输出全桥变换模块之间的谐振电感Lr和变压器Tr，输入全桥变换模块分别与第一端口V1和第二端口V2连接，输出全桥变换模块与第三端口V3连接。输入全桥电路包括第一滤波电容C1、第二滤波电容C2及第一全桥电路，第一全桥电路包括由第一开关模块S1和第二开关模块S2构成的第一原边桥臂M1，由第三开关模块S3和第四开关模块S4构成的第二原边桥臂M2。电感模块中的第一电感L1和第二电感L2与第一滤波电容C1、第二滤波电容C2、第一开关模块S1、第二开关模块S2、第三开关模块S3和第四开关模块S4构成两路交错并联的双向buck-boost变换电路。
输出全桥变换模块包括第二全桥电路和第三滤波电容C3，第二全桥电路与变压器Tr的副边连接，第三滤波电容C3与第二全桥电路并联。第二全桥电路包括由第五开关模块Q1和第六开关模块Q2构成的第一副边桥臂M3，由第七开关模块Q3和第八开关模块Q4构成的第二副边桥臂M4。
控制模块对双向buck-boost变换电路进行控制，可以实现第一端口V1与第二端口V2之间的升降压变换，控制模块对双有源桥变换电路进行控制，可以实现第一端口V1与第三端口V3、第二端口V2与第三端口V3之间的功率双向变换操作。双向buck-boost变换电路或通过双有源桥变换电路均只执行了一级DC/DC变换，因此，采用本实施例的结构，任意两个端口之间仅需一级DC/DC变换，变换效率高。
可以理解的是，本实施例复用双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块，与电感模块共同构成两路交错并联的双向buck-boost变换电路，减少了功率开关器件、储能元件、滤波元件的数量，功率密度高、成本低。
进一步的，双向buck-boost变换电路和双有源桥变换电路均通过其内部全桥电路的开关模块的导通/关断实现能量变换，本申请仅通过一个控制模块1向双有源桥变换电路和双向buck-boost变换电路输出对应的脉冲信号，即可控制其各自内部的开关模块的导通/关断，从而实现任意两个端口之间的能量变换，进一步提高功率密度，降低成本。
具体的，开关模块可以包括开关管，还可以包括与开关管反并联的二极管，开关管可以选用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、GTO(GateTurn-off Thyristor，门极可关断晶闸管)、GTR(Giant Transistor，大功率晶体管或电力晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGCT(Integrated Gate-Commutated Thyristor，集成门极换流晶闸管)、IEGT(Injection Enhanced Gate Transistor，电子注入增强栅晶体管)或其他具有相似功能的半导体开关器件。
在上述实施例的基础上：
作为一种优选的实施例，通过双向buck-boost变换电路执行对应的功率双向变换操作的过程包括：
向双向buck-boost变换电路输出对应的脉冲信号，当脉冲信号的第一占空比小于0.5时，双向buck-boost变换电路执行降压操作，当脉冲信号的第一占空比大于0.5时，双向buck-boost变换电路执行升压操作。
具体的，第一端口V1和第二端口V2之间通过两路交错并联的双向buck-boost变换电路连接，控制模块1对双向buck-boost变换电路中的输入全桥变换模块采用PWM控制，向输入全桥变换模块的开关模块输入用于实现PWM控制的脉冲信号，脉冲信号示意图参照图3a和图3b所示，其中，Ths为半开关周期，Ts为开关周期，D1为控制第二开关模块S2和第四开关模块S4的脉冲信号的占空比，1-D1为控制第一开关模块S1和第三开关模块S3的脉冲信号的占空比，控制第三开关模块S3和第四开关模块S4的脉冲信号分别滞后于控制第一开关模块S1和第二开关模块S2的脉冲信号180°相角。
如图3a所示，当D1＜0.5时，对双向buck-boost变换电路的PWM控制使得双有源桥变换电路中第一全桥电路中的第一原边桥臂M1和第二原边桥臂M2的输出电压VAB为占空比为D1的矩形波；如图3b所示，当D1＞0.5时，双向buck-boost变换电路的PWM控制使得双有源桥变换电路中第一全桥电路中的第一原边桥臂M1和第二原边桥臂M2的输出电压VAB为占空比为1-D1的矩形波，其幅值均为V1+V2，V1为第一端口V1的电压，V2为第二端口V2的电压。则第一端口V1与第二端口V2之间满足关系式：
Figure BDA0002978909460000071
当D1＜0.5时，V2＜V1，实现了第一端口V1到第二端口V2的降压变换，当D1＞0.5，V2＞V1，实现了第一端口V1到第二端口V2的升压变换，如此，双向buck-boost变换电路实现了第一端口V1和第二端口V2之间的宽电压范围变换，可满足第一端口V1和第二端口V2都有宽电压变化范围的应用需求。
作为一种优选的实施例，通过双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作的过程包括：
对双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块和输出全桥变换模块执行移相控制操作。
作为一种优选的实施例，对双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块和输出全桥变换模块执行移相控制操作的过程包括：
向双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块和输出全桥变换模块分别输入对应的脉冲信号，输入全桥变换模块对应的脉冲信号和输出全桥模块对应的脉冲信号之间的移相时间为移相角与半开关周期的乘积。
作为一种优选的实施例，向输出全桥变换模块输入对应的脉冲信号的过程包括：
向输出全桥变换模块中的第一副边桥臂M3和第二副边桥臂M4分别输入对应的脉冲信号，第一副边桥臂M3对应的脉冲信号超前第二副边桥臂M4对应的脉冲信号的时间为第二占空比和开关周期的乘积。
具体的，控制双有源桥变换电路中第二全桥电路的四个开关模块的脉冲信号的占空比为0.5，控制第五开关模块Q1和第六开关模块Q2的脉冲信号180°互补，控制第七开关模块Q3和第八开关模块Q4的脉冲信号180°互补。第五开关模块Q1和第八开关模块Q4同相位，第六开关模块Q2和第七开关模块Q3同相位，则双有源桥变换电路中的第二全桥电路的输出电压VCD为占空比50％的矩形波，其幅值为V3。对双有源桥变换电路中的第一全桥电路和第二全桥电路采用移相控制，移相时间为Dψ×Ths，Dψ的大小和正负用来控制双有源桥变换电路的功率传输的大小和方向，如此实现了双有源桥变换电路的PWM及单移相控制。
进一步的，双有源桥变换电路的第二全桥电路中的两个副边桥臂之间也可以采用移相控制，即第一副边桥臂M3中的第五开关模块Q1和第六开关模块Q2的控制脉冲分别超前第二副边桥臂M4中第七开关模块Q3和第八开关模块Q4的时间为D2×Ts，则双有源桥变换电路副边的输出电压VCD为占空比D2的矩形波。如此可实现双有源桥变换电路的PWM及双移相控制，可在双有源桥变换电路的原、副边电压不匹配时减小环流损耗，从而提高变换效率。
双有源桥变换电路原边的电压记为Vbus，则有：
Figure BDA0002978909460000081
从上式可以看出，Vbus高于V2的电压，如此可减小母线电流，从而减小导通损耗，提高双有源桥变换电路的效率。
作为一种优选的实施例，控制模块1还用于：
确定三端口双向隔离变换器的电压模态；
获取每一电压模态对应的最优工作点，最优工作点为使三端口双向隔离变换器在目标输出功率下回流功率最小的工作点。
作为一种优选的实施例，获取每一电压模态对应的最优工作点的过程包括：
通过拉格朗日乘数法获取每一电压模态对应的最优工作点。
作为一种优选的实施例，通过拉格朗日乘数法获取每一电压模态对应的最优工作点的过程包括：
通过拉格朗日乘数法获取每一电压模态对应的多个工作点；
将满足该电压模态的边界条件的工作点确定为最优工作点。
考虑到由于PWM及双移相控制有三个控制自由度，控制时会出现不同的D1、D2和Dψ的组合，导致VAB和VCD出现不同的占空比和相位关系组合。将VAB和VCD之间的占空比和相位关系称为电压模态。VAB和VCD的折算值之差施加在谐振电感Lr上，使谐振电感Lr上的电流iLr出现不同的斜率。在Dψ＞0时，D1、D2和Dψ的不同组合可使变换器出现10种不同的电压模态，如图4a到图4j所示。
具体的，高频变压器Tr的铜耗与谐振电感Lr的电流iLr的有效值的平方成正比，为了降低变压器Tr的铜耗，谐振电感Lr的电流iLr的有效值越小越好。从这一角度考虑，图4d及图4i所示模态与减小谐振电感Lr的电流iLr的有效值的目标相矛盾。以图4d为例，当改变θ2-θ1时间段的大小时，变换器的输出功率不变，但减小θ2-θ1的时间却可以显著减小谐振电感Lr的电流iLr的有效值，因此在θ1≤ωt≤θ2阶段，谐振电感Lr的电流iLr只在原边循环流动，对增大功率传输无益，只是增大了电感电流有效值，导致损耗增大。同样地，图4i也一样。通过对占空比D1、D2的范围进行限制，可保证变换器不工作在图4d及图4i的两种电压模态。进一步的，各电压模态的边界条件如图5所示。
当占空比D1一定时，有多种(D2，Dψ)的组合可以使变换器的输出功率相同，在这些组合中必然有一个工作点使该输出功率下的回流功率最小，则该工作点即为最优工作点。
可以理解的是，无论D1≤0.5还是D1≥0.5，回流功率均具有以下变化趋势：当变换器的输出功率较小，即移相角Dψ较小时，随着占空比D2的增大变换器的回流功率逐渐减小；当输出功率增大，移相角Dψ接近0.5时，变换器的回流功率基本不随着D2的变化而变化，只是随着移相角的增大而增大。根据不同情况下回流功率随控制变量D2、Dψ的变化规律，可以找到回流功率最小的工作点，实现回流功率最优化，以降低变换器的回流功率损耗，提高功率变换效率。
相同输出功率Po条件下，可以通过拉格朗日乘数法，来选择最优工作点(D2，Dψ)使回流功率为最小值。首先，根据约束条件及目标函数构造拉格朗日函数为f(D2,Dψ)＝Pb(D2,Dψ)+λPo(D2,Dψ)；然后将其各个电压模态在不同条件对应的回流功率及输出功率的表达式代入拉格朗日函数，并分别对D2和Dψ求偏导，得到f(D2，Dψ)满足极值条件
Figure BDA0002978909460000101
求解即可求出D1、D2和Dψ的关系式。若该关系式满足相应模态的边界条件，则D1、D2和Dψ满足该关系式组合可以作为最优工作点。
综上所述，本申请可以实现三端口中任意两个端口之间的能量双向流动，实现宽电压变化范围工作；功率器件和控制模块复用，结构简单，功率密度高；任意两个端口之间都只经过一级DC-DC变换，变换效率高；电流降低使导通损耗降低，进一步提高变换器的效率；实现了功率开关器件和控制单元的复用，结构简单，功率密度高，元件少成本低；采用PWM及双移相控制策略，可降低环流损耗，提高变换效率；根据变换器回流功率最小即最优工作点进行控制，进一步提高变换器效率。
另一方面，本申请还提供了一种轨道交通车辆，包括：
车辆本体；
如上文任意一项的三端口双向隔离变换器。
对于本申请所提供的一种轨道交通车辆的介绍请参照上述实施例，本申请在此不再赘述。
本申请所提供的一种轨道交通车辆具有和上述三端口双向隔离变换器相同的有益效果。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的状况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (14)

1.一种三端口双向隔离变换器，其特征在于，包括控制模块和变换电路，所述变换电路包括电感模块及分别与第一端口、第二端口、第三端口连接的双有源桥变换电路，所述电感模块和所述双有源桥变换电路中的输入全桥变换模块构成两路交错并联的双向buck-boost变换电路；
所述控制模块，用于控制所述第一端口和所述第二端口通过所述双向buck-boost变换电路执行对应的功率双向变换操作，控制所述第一端口和所述第三端口通过所述双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作，控制所述第二端口和所述第三端口通过所述双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作。
2.根据权利要求1所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述输入全桥变换模块包括第一滤波电容、第二滤波电容及第一全桥电路，所述电感模块包括第一电感和第二电感，其中：
所述第一滤波电容的第一端分别与第一端口的负极及所述第一全桥电路的第一端连接，所述第二滤波电容的第一端与所述第二端口的正极及所述第一全桥电路的第二端连接，所述第一滤波电容和所述第二滤波电容连接后的公共端分别与所述第二端口的负极、所述第一端口的正极、所述第一电感的第一端及所述第二电感的第一端连接，所述第二电感的第二端与所述第一全桥电路的第三端连接，所述第一电感的第二端与所述第一全桥电路的第四端连接。
3.根据权利要求2所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述第一全桥电路包括：
由第一开关模块和第二开关模块构成的第一原边桥臂；
由第三开关模块和第四开关模块构成的第二原边桥臂；
所述第一开关模块和所述第二开关模块的公共端作为所述第一全桥电路的第三端，所述第三开关模块和所述第四开关模块的公共端作为所述第一全桥电路的第四端。
4.根据权利要求3所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，通过所述双向buck-boost变换电路执行对应的功率双向变换操作的过程包括：
向所述双向buck-boost变换电路输出对应的脉冲信号，当所述脉冲信号的第一占空比小于0.5时，所述双向buck-boost变换电路执行降压操作，当所述脉冲信号的第一占空比大于0.5时，所述双向buck-boost变换电路执行升压操作。
5.根据权利要求1所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述变换电路还包括输出全桥变换模块、变压器及谐振电感，其中：
所述输入全桥变换模块分别与所述第一端口和所述第二端口连接，所述输出全桥变换模块与所述第三端口连接，所述输入全桥变换模块通过所述谐振电感和所述变压器与所述输出全桥变换模块连接。
6.根据权利要求5所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述输出全桥变换模块包括第二全桥电路和第三滤波电容，其中：
所述第二全桥电路与所述变压器的副边连接，所述第三滤波电容与所述第二全桥电路并联。
7.根据权利要求6所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述第二全桥电路包括：
由第五开关模块和第六开关模块构成的第一副边桥臂；
由第七开关模块和第八开关模块构成的第二副边桥臂。
8.根据权利要求7所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，通过所述双有源桥变换电路执行对应的功率双向变换操作的过程包括：
对所述双有源桥变换电路中的所述输入全桥变换模块和所述输出全桥变换模块执行移相控制操作。
9.根据权利要求8所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述对所述双有源桥变换电路中的所述输入全桥变换模块和所述输出全桥变换模块执行移相控制操作的过程包括：
向所述双有源桥变换电路中的所述输入全桥变换模块和所述输出全桥变换模块分别输入对应的脉冲信号，所述输入全桥变换模块对应的脉冲信号和所述输出全桥模块对应的脉冲信号之间的移相时间为移相角与半开关周期的乘积。
10.根据权利要求9所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，向所述输出全桥变换模块输入对应的脉冲信号的过程包括：
向所述输出全桥变换模块中的所述第一副边桥臂和所述第二副边桥臂分别输入对应的脉冲信号，所述第一副边桥臂对应的脉冲信号超前所述第二副边桥臂对应的脉冲信号的时间为第二占空比和开关周期的乘积。
11.根据权利要求1-10任意一项所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述控制模块还用于：
确定所述三端口双向隔离变换器的电压模态；
获取每一所述电压模态对应的最优工作点，所述最优工作点为使所述三端口双向隔离变换器在目标输出功率下回流功率最小的工作点。
12.根据权利要求11所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述获取每一所述电压模态对应的最优工作点的过程包括：
通过拉格朗日乘数法获取每一所述电压模态对应的最优工作点。
13.根据权利要求12所述的三端口双向隔离变换器，其特征在于，所述通过拉格朗日乘数法获取每一所述电压模态对应的最优工作点的过程包括：
通过拉格朗日乘数法获取每一所述电压模态对应的多个工作点；
将满足该电压模态的边界条件的所述工作点确定为最优工作点。
14.一种轨道交通车辆，其特征在于，包括：
车辆本体；
如权利要求1-13任意一项所述的三端口双向隔离变换器。
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