CN112953226B - 一种可用于光伏充电的高增益变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于DC‑DC升压变换技术领域，具体涉及一种高增益变换器及其控制方法，输入电源的正极与第一电感的一端、第二电感的一端、输入滤波电容C_in的正极相连；输入电源的负极与第一开关管的源极、第二开关管的源极、第一电容的负极、第二二极管的阴极、输入滤波电容C_in的负极相连；第一开关管的漏极与第一电感的另一端、第一二极管的阳极相连；第二开关管的漏极与第二电感的另一端、第二电容的正极相连；第一二极管的阴极与第一电容的正极、输出滤波电感的一端相连；第二电容的负极与第二二极管的阳极、输出滤波电容的负极、直流负载的一端相连；输出滤波电感的另一端与输出滤波电容的正极、直流负载的另一端相连。该发明有输入、输出电流连续，电压增益高等优点。

Description

一种可用于光伏充电的高增益变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于DC-DC升压变换技术，具体涉及一种可用于光伏充电的高增益变换器及其控制方法。

背景技术

利用屋顶分布式光伏发电***对电动汽车进行慢充，即可基本满足其市区上、下班的电能需求，且有利于真正实现“零排放”的绿色交通。由于光伏电池的端电压通常远低于电动汽车动力电池的端电压，为此光伏慢充***需要采用较高增益的直流变换器作为主电路拓扑。此外，光伏电池的端电压纹波会影响MPPT控制的准确性，使得MPPT效率严重下降，因此其输出侧通常并联电容器，以滤除光伏充电变换器的输入电流纹波，平滑光伏电池端电压。由于光伏充电设施的使用环境非常恶劣(高温、暴晒)，这种场合下电解电容的预期寿命将急剧缩短，因此光伏充电变换器的输入电流必须连续，以大幅度降低输入端电容量，实现无电解电容化，提高***可靠性。另外，蓄电池的内阻通常小于电容的等效串联电阻。若光伏充电变换器的输出电流脉动较大，则需要在其输出端并联大量的电容器，以减小充电电流纹波，降低蓄电池的发热量，延长其使用寿命。然而，***成本和体积也显著增加。为此，光伏充电变换器的输出电流也必须连续。

开关电容Boost变换器的电压增益是传统Boost变换器的(1+D)倍，且输入、输出电流均连续，因此满足光伏充电变换器的性能要求。但是，该结构存在以下问题：(1)低输入电压条件下，输入电感的电流应力较大，需要较大电感量才能确保电流连续；(2)输入电流脉动率大，电感电流大，损耗严重。图1给出了一种双输入电感的开关电容Boost变换器。其可以有效减小输入电流脉动率，降低开关管的平均电流应力，但存在器件数量较多，结构复杂，升压能力不足，电压应力高等缺点。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种可用于光伏充电的高增益变换器及其控制方法。本发明所提的高增益变换器在图1所示的双电感开关电容Boost变换器的基础上，去除掉了两个升压二极管(D₃、D₄)；第一开关管S₁和第二开关管S₂的驱动信号初相位仍然互差180°，但第一开关管S₁的占空比d₁和第二开关管S₂的占空比d₂满足约束关系：

且以d₁为控制变量。本发明所提的高增益变换器具有以下优点：(1)输入、输出电流均连续，故可以大幅度减小输入滤波电容C_in和输出滤波电容C_o的大小、体积和成本，特别适用于光伏充电场合；(2)第一电感L₁和第二电感L₂的平均电流应力相等，且L₁≈L₂，因而第一电感L₁和第二电感L₂的铁耗和铜耗基本相同，热分布均匀，且适合模块化批量制作，降低了生产成本；(3)输入电流的脉动频率为开关频率的两倍，且脉动率降低，从而进一步减小了输入滤波电容C_in的大小，提高了可靠性，并降低了***的体积和成本；(4)第一开关管S₁和第二开关管S₂的电流应力和电压应力较小，因而减小了功率损耗，提高了变换效率。此外，与原双电感开关电容Boost变换器相比，本发明所提的高增益变换器具有更少的二极管、更高的电压增益和更低的电压应力，因此结构更简单，功率损耗和成本更低。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

第一方面，本发明提供了一种高增益变换器，包括输入电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂、输出滤波电感L_o、输出滤波电容C_o、直流负载R；

所述输入电源U_in的正极与所述第一电感L₁的一端、所述第二电感L₂的一端、所述输入滤波电容C_in的正极相连；

所述输入电源U_in的负极与所述第一开关管S₁的源极、所述第二开关管S₂的源极、所述第一电容C₁的负极、所述第二二极管D₂的阴极、所述输入滤波电容C_in的负极相连；

所述第一开关管S₁的漏极与所述第一电感L₁的另一端、所述第一二极管D₁的阳极相连；

所述第二开关管S₂的漏极与所述第二电感L₂的另一端、所述第二电容C₂的正极相连；

所述第一二极管D₁的阴极与所述第一电容C₁的正极一起接入输出滤波电感L_o的一端；

所述第二电容C₂的负极与所述第二二极管D₂的阳极、所述输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端相连；

所述输出滤波电感L_o的另一端与所述输出滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的另一端相连。

进一步的，所述高增益变换器的控制方法为：

首先对所述高增益变换器的输出电压u_o进行采样，得到采样值u_of；

将采样值u_of与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号经过输出电压控制器处理，得到调制信号u_r1；

将调制信号u_r1与幅值为U_cm的单极性三角载波u_c1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1，所述PWM驱动信号u_g1的占空比为d₁＝u_r1/U_cm；

将调制信号u_r1送至计算模块，通过公式

和d₂＝u_r2/U_cm，即u_r2＝U_cm ²/(2U_cm-u_r1)，实时计算得到调制信号u_r2；将调制信号u_r2与幅值为U_cm的单极性三角载波u_c2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2，该驱动信号占空比为d₂。单极性三角载波u_c1和u_c2的幅值相等，频率相同，相位互差180°。

进一步的，所述高增益变换器的理想电压增益为：

式中，d₁为第一开关管S₁的PWM驱动信号占空比，d₂为第二开关管S₂的PWM驱动信号占空比，U_in为输入电压平均值，U_o为输出电压平均值。

与现有技术相比，本发明提供了一种可用于光伏充电的高增益变换器及其控制方法，其具有较少的功率管数量(两个开关管和两个二极管)，第一开关管S₁和第二开关管S₂的驱动信号初相位互差180°，且第一开关管S₁的占空比d₁和第二开关管S₂的占空比d₂满足约束关系：

因此，第一电感L₁和第二电感L₂平摊了输入电流，而且大大减小了第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂的电流应力和通态损耗，大幅度提高变换效率；输入电流的的脉动频率为开关频率的两倍，且脉动率降低，从而减小了输入滤波电容C_in的大小，提高了可靠性，并降低了***的体积和成本。此外，本发明所提变换器还具有输入、输出电流均连续，电压增益高、电压应力低、结构简单、成本低等特点，因而特别适用于光伏充电的场合。

附图说明

图1为一种双输入电感的开关电容Boost变换器的电路结构示意图；

图2为本申请实施例提供的可用于光伏充电的高增益变换器的电路结构示意图；

图3为图2所示可用于光伏充电的高增益变换器控制方法的逻辑结构框图；

图4(a)到(d)为图2所示可用于光伏充电的高增益变换器在一个开关周期内(分第一开关管S₁的驱动信号占空比d₁≥0.5和第一开关管S₁的驱动信号占空比d₁<0.5两种情况)的4种工作模态等效图；

图5(a)和(b)为图2所示可用于光伏充电的高增益变换器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图6(a)到(f)为图2所示可用于光伏充电的高增益变换器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2示出本申请实施例一种可用于光伏充电的高增益变换器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该变换器包括输入电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂、输出滤波电感L_o、输出滤波电容C_o、直流负载R；输入电源U_in的正极与第一电感L₁的一端、第二电感L₂的一端、输入滤波电容C_in的正极相连；输入电源U_in的负极与第一开关管S₁的源极、第二开关管S₂的源极、第一电容C₁的负极、第二二极管D₂的阴极、输入滤波电容C_in的负极相连；第一开关管S₁的漏极与第一电感L₁的另一端、第一二极管D₁的阳极相连；第二开关管S₂的漏极与第二电感L₂的另一端、第二电容C₂的正极相连；第一二极管D₁的阴极与第一电容C₁的正极一起接入输出滤波电感L_o的一端，连接点记为a；第二电容C₂的负极与第二二极管D₂的阳极、输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端相连，连接点记为b；

输出滤波电感L_o的另一端与输出滤波电容C_o的正极、直流负载R的另一端相连；输出滤波电感L_o与输出滤波电容C_o串联构成滤波电路。

下面按照图2所示的主电路对本申请的高增益变换器的控制方法进行说明。图3为本申请实施例提供的控制方法的逻辑结构框图。对高增益变换器输出电压u_o进行采样，得到采样值u_of；将采样值u_of与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器，得到调制信号u_r1；将调制信号u_r1与幅值为U_cm的单极性三角载波u_c1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1，该驱动信号占空比为d₁＝u_r1/U_cm。为了使第一电感L₁和第二电感L₂的平均电流严格相等，将调制信号u_r1送至计算模块，通过公式

和d₂＝u_r2/U_cm，即u_r2＝U_cm ²/(2U_cm-u_r1)，实时计算得到调制信号u_r2；将调制信号u_r2与单极性三角载波u_c2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2，该驱动信号占空比为d₂。单极性三角载波u_c1和u_c2的幅值相等，频率相同，相位互差180°。

下面对图2所示的高增益变换器的工作过程进行说明。

***工作进入稳态后，一个开关周期内可分为4种模态；除考虑开关管的寄生电容外，忽略开关管的其他寄生参数；储能元件以及二极管均为理想器件，第一电容C₁、第二电容C₂、输入滤波电容C_in、输出滤波电容C_o足够大，可忽略电压纹波；第一电感L₁、第二电感L₂的电流连续；输入电源U_in负端为零电位参考点，直流负载R为纯阻性。各模态的等效电路分别如图4(a)～图4(d)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图5(a)和(b)所示。

分述如下：

①第一开关管S₁的驱动信号占空比d₁≥0.5：

模态1：[t₀-t₁](等效电路如图4(a)所示)

t₀时刻，开通第一开关管S₁和第二开关管S₂。第一电感L₁、第二电感L₂承受正向压降，经第一开关管S₁和第二开关管S₂进行充电。第一二极管D₁、第二二极管D₂关断。第一电容C₁、第二电容C₂经第二开关管S₂串联，向负载放电，并对输出滤波电感L_o充电。此时，有：

式中，U_C1为第一电容C₁的电压应力，U_C2为第二电容C₂的电压应力。

到t₁时刻，模态1结束。模态1持续的时间为：

Δt₁＝(d₂-0.5)T_s (4)

式中，T_s为开关周期。

模态2：[t₁-t₂](等效电路如图4(b)所示)

t₁时刻，关断第二开关管S₂，第二电感L₂承受反向压降，对第二电容C₂进行充电。第一电感L₁承受正向压降，经第一开关管S₁进行充电。第二二极管D₂导通，第一二极管D₁关断。第一电容C₁和输出滤波电感L_o对负载供电。此时，有：

到t₂时刻，模态2结束，模态2持续的时间为：

Δt₂＝(1-d₂)T_s (8)

模态3：[t₂-t₃](等效电路如图4(a)所示)

t₂时刻，开通第二开关管S₂。第一电感L₁、第二电感L₂承受正向压降，经第一开关管S₁和第二开关管S₂进行充电。第一二极管D₁、第二二极管D₂关断。第一电容C₁、第二电容C₂经第二开关管S₂串联，向负载放电，输出滤波电感L_o充电。此时，有：

到t₃时刻，模态3结束。模态3持续的时间为：

Δt₃＝(d₁-0.5)T_s (12)

模态4：[t₃-t₄](等效电路如图4(c)所示)

t₃时刻，关断第一开关管S₁。第二电感L₂承受正向压降，经第二开关管S₂进行充电，第一电感L₁承受反向压降，向负载侧和第一电容C₁供电。第一二极管D₁导通，第二二极管D₂关断。第二电容C₂经第二开关管S₂向负载放电，输出滤波电感L_o充电。此时，有：

到t₄时刻，模态4结束。模态4持续的时间为：

Δt₄＝(1-d₁)T_s (16)

②第一开关管S₁的驱动信号占空比d₁<0.5时：

模态1：[t₀-t₁](等效电路如图4(a)所示)

t₀时刻，开通第一开关管S₁和第二开关管S₂。第一电感L₁、第二电感L₂承受正向压降，经第一开关管S₁和第二开关管S₂进行充电。第一二极管D₁、第二二极管D₂关断。第一电容C₁、第二电容C₂经第二开关管S₂串联，向负载放电，输出滤波电感L_o充电。此时，有：

到t₁时刻，模态1结束。模态1持续的时间为：

Δt₁＝(d₂-0.5)T_s (20)

模态2：[t₁-t₂](等效电路如图4(b)所示)

t₁时刻，关断第二开关管S₂，第二电感L₂承受反向压降，给第二电容C₂进行充电。第一电感L₁承受正向压降，经第一开关管S₁进行充电。第二二极管D₂导通，第一二极管D₁关断。第一电容C₁和输出滤波电感L_o对负载供电。此时，有：

到t₂时刻，模态2结束，模态2持续的时间为：

Δt₂＝(d₁-d₂+0.5)T_s (24)

模态3：[t₂-t₃](等效电路如图4(d)所示)

t₂时刻，关断第一开关管S₁，第一电感L₁承受反向压降，向负载侧和第一电容C₁供电，第二电感L₂承受反向压降，给第二电容C₂进行充电。第一二极管D₁和第二二极管D₂开通。第一电感L₁和输出滤波电感L_o对负载供电。此时,有：

到t₃时刻，模态3结束，模态3持续的时间为：

Δt₃＝(0.5-d₁)T_s (28)

模态4：[t₃-t₄](等效电路如图4(c)所示)

t₃时刻，开通第二开关管S₂。第二电感L₂承受正向压降，经第二开关管S₂进行充电，第一电感L₁承受反向压降，向负载侧和第一电容C₁供电。第一二极管D₁导通，第二二极管D₂关断。第二电容C₂经第二开关管S₂向负载放电，输出滤波电感L_o充电。此时，有：

到t₄时刻，模态4结束。模态4持续的时间为：

Δt₄＝0.5T_s (32)

基于以上对本发明的高增益变换器的工作过程的分析，下面对其电压增益进行分析。

根据第一电感L₁、第二电感L₂、输出滤波电感L_o的伏秒平衡，可得：

U_ind₁T_s＝(U_C1-U_in)(1-d₁)T_s (33)

U_ind₂T_s＝(U_C2-U_in)(1-d₂)T_s (34)

(U_C1+U_C2-U_o)d₂T_s＝(U_o-U_C1)(1-d₂)T_s (35)根据式(33)-(35)，可得变换器的电压增益为：

式中，I_in为输入电流的平均电流，I_o为输出电流的平均电流。

此外，根据式(36)、式(46)可得：

第一电容C₁的电压应力U_C1和第二电容C₂的电压应力U_C2为：

第一开关管S₁的电压应力U_S1和第一二极管D₁的电压应力U_D1为：

第二开关管S₂的电压应力U_S2和第二二极管D₂的电压应力U_D2为：

根据该变换器的平均电流等效电路，可得：

I_Lo＝I_o (44)

I_Lo＝(1-d₁)I_L1 (45)

式中，I_L1为第一电感的平均电流，I_L2为第二电感的平均电流，I_Lo为输出滤波电感的平均电流。

根据式(43)-(45)，可得：

I_D1＝I_D2＝I_o (49)

式中，I_S1为第一开关管的平均电流，I_S2为第二开关管的平均电流，I_D1为第一二极管的平均电流，I_D2为第二二极管的平均电流。

为了验证上述理论分析的正确性，使用saber仿真软件对本发明所提高增益Boost变换器进行仿真验证。首先对第一开关管S₁的驱动信号占空比d₁≥0.5进行验证，其设计指标如下：输入电压U_in＝48V，输出电压U_o＝380V，最大输出功率为300W，开关频率为f_s＝100kHz。此外，第一电容C₁和第二电容C₂均为10μF，输入滤波电容C_in和输出滤波电容C_o均为1μF，第一电感L₁为0.58mH，第二电感L₂为0.62mH，输出滤波电感L_o＝2.5mH。

仿真实验波形图如图6(a)-6(c)所示。

图6(a)中给出了输入电压u_in以及输出电压u_o的波形。可以看出，占空比d₁＝0.75、d₂＝0.8，实测电压增益值为G＝U_o/U_in≈7.94，与理论值G＝2/(1-d₁)＝8基本吻合，实现了较高增益。图6(b)中给出了第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2、输入电流i_in、开关管S₁和S₂的电流i_S1、i_S2以及第一开关管S₁的驱动信号u_g1、第二开关管S₂的驱动信号u_g2的仿真波形。可以看出，i_L1和i_L2均连续，波形互差180°，使得输入电流i_in的脉动频率变为开关频率的两倍；输入电流的脉动率为7.62％，远低于第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的脉动率；第一电感L₁、第二电感L₂的平均电流相等，为I_L1＝I_L2＝3.15A；第一开关管S₁的平均电流为2.37A，第二开关管S₂的平均电流为3.16A。图6(c)中给出了开关管漏源极电压u_S1和u_S2、二极管端电压u_D1和u_D2、电容端电压u_C1、u_C2和u_Co的仿真波形。可以看出，第一开关管S₁和第一二极管D₁的电压应力基本相等，约为图1所示的传统双输入电感开关电容变换器的1/2倍，第二开关管S₂和第二二极管D₂的电压应力基本相等，约为图1所示的传统双输入电感开关电容变换器的(2-d₁)/2倍。

对第一开关管S₁的驱动信号占空比d₁<0.5进行验证，其设计指标如下：输入电压U_in＝114V，输出电压U_o＝380V，最大输出功率为300W，开关频率为f_s＝100kHz。此外，第一电容C₁和第二电容C₂均为40μF，输入滤波电容C_in和输出滤波电容C_o均为1μF，第一电感L₁为1.73mH，第二电感L₂为2.71mH，输出滤波电感L_o＝4.5mH。

仿真实验波形图如图6(d)-6(f)所示。

图6(d)中给出了输入电压u_in以及输出电压u_o的波形。可以看出，占空比d₁＝0.4、d₂＝0.625，实测电压增益值为G＝U_o/U_in≈3.32，与理论值G＝2/(1-d₁)＝3.33基本吻合。图6(e)中给出了第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2、输入电流i_in、第一开关管S₁的电流i_S1、和第二开关管S₂的电流i_S2以及第一开关管S₁的驱动信号u_g1、第二开关管S₂的驱动信号u_g2的仿真波形。可以看出，i_L1和i_L2均连续，波形互差180°，使得输入电流i_in的脉动频率变为开关频率的两倍；输入电流的脉动率为4.17％，远低于第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的脉动率；第一电感L₁、第二电感L₂的平均电流相等，为I_L1＝I_L2＝1.32A；第一开关管S₁的平均电流为0.53A，第二开关管S₂的平均电流为1.33A。图6(f)中给出了开关管漏源极电压u_S1和u_S2、二极管端电压u_D1和u_D2、电容端电压u_C1、u_C2和u_Co的仿真波形。可以看出，第一开关管S₁和第一二极管D₁的电压应力基本相等，约为图1所示的传统双输入电感开关电容变换器的1/2倍，第二开关管S₂和第二二极管D₂的电压应力基本相等，约为图1所示的传统双输入电感开关电容变换器的(2-d₁)/2倍，由此验证了理论分析的正确性。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种高增益变换器，其特征在于，所述高增益变换器为可用于光伏充电的高增益变换器，所述高增益变换器包括输入电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂、输出滤波电感L_o、输出滤波电容C_o、直流负载R；

所述输入电源U_in的正极与所述第一电感L₁的一端、所述第二电感L₂的一端、所述输入滤波电容C_in的正极相连；

所述输入电源U_in的负极与所述第一开关管S₁的源极、所述第二开关管S₂的源极、所述第一电容C₁的负极、所述第二二极管D₂的阴极、所述输入滤波电容C_in的负极相连；

所述第一开关管S₁的漏极与所述第一电感L₁的另一端、所述第一二极管D₁的阳极相连；

所述第二开关管S₂的漏极与所述第二电感L₂的另一端、所述第二电容C₂的正极相连；

所述第一二极管D₁的阴极与所述第一电容C₁的正极一起接入输出滤波电感L_o的一端；

所述第二电容C₂的负极与所述第二二极管D₂的阳极、所述输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端相连；

所述输出滤波电感L_o的另一端与所述输出滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的另一端相连。

2.根据权利要求1所述的一种高增益变换器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

首先对所述高增益变换器的输出电压u_o进行采样，得到采样值u_of；

将采样值u_of与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号经过输出电压控制器处理，得到调制信号u_r1；

将调制信号u_r1与幅值为U_cm的单极性三角载波u_c1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1，所述PWM驱动信号u_g1的占空比为d₁，d₁＝u_r1/U_cm；

根据公式u_r2＝U_cm ²/(2U_cm-u_r1)，实时计算得到调制信号u_r2；

将调制信号u_r2与幅值为U_cm的单极性三角载波u_c2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2，所述PWM驱动信号u_g2的占空比为d₂；

单极性三角载波u_c1和单极性三角载波u_c2的频率相同，相位互差180°。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述高增益变换器的理想电压增益G为：

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