CN113346751B - 一种双输入电感的软开关高增益变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于DC‑DC升压变换技术，具体涉及一种双输入电感的软开关高增益变换器及其控制方法，其输入电源的正极与第一电感的一端、第二电感的一端、输入滤波电容C_in的正极相连；输入电源的负极与第一开关管的源极、第二开关管的源极、第一电容的负极、第三开关管的漏极、输入滤波电容C_in的负极相连；第一开关管的漏极与第一电感的另一端、第一二极管的阳极相连；第二开关管的漏极与第二电感的另一端、第二电容的正极相连；第一二极管的阴极与第一电容的正极、输出滤波电感的一端相连；第二电容的负极与第三开关管的源极、输出滤波电容的负极、直流负载的一端相连；输出滤波电感的另一端与输出滤波电容的正极、直流负载的另一端相连。

Description

一种双输入电感的软开关高增益变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于DC-DC升压变换技术，具体涉及一种双输入电感的软开关高增益变换器及其控制方法。

背景技术

燃料电池、光伏电池或蓄电池等可再生能源发电单元的端电压较低且变化范围较宽。因此，分布式可再生能源并网发电***普遍采用直流升压变换器级联电压型逆变器的两级式结构。

Boost变换器是应用最为广泛的直流升压变换器。其输入电流连续，结构简单，但实际电压增益受电路寄生参数的影响存在极大值(一般低于5)，且该增益对应的占空比接近1，功率管的电流应力和电压应力较大，***效率严重下降。开关电容Boost变换器的输入电流连续，电压增益是传统Boost变换器的(1+D)倍，且功率管电压应力为输入电压U_in与输出电压U_o之和的一半，即(U_o+U_in)/2，远低于传统Boost变换器。但是，该拓扑存在以下问题：(1)输入电感电流等于输入电流，平均电流应力较大，所以电感体积和铜耗较大；(2)输入电感的电流脉动较大，需要在输入端并联大量的电容器，以减小输入电流纹波，改善可再生能源发电单元的发电效率和使用寿命。然而，***成本和体积也显著增加。

为此，各种双输入电感开关电容高增益方案相继被报道。图1给出了一种双输入电感的开关电容Boost变换器。其可以有效减小输入电流脉动率，降低电感、开关管的平均电流应力，但功率器件承受了较高的电压应力(等于输出电压)，开关损耗较大。由于高耐压的功率器件具有更大的通态压降(或通态电阻)和更高的价格，因此其通态损耗和成本较高，效率较低。除此以外该变换器还存在升压能力不足，器件数量较多，结构复杂等缺点。此外，目前大多数双输入电感开关电容高增益变换器均没有实现功率管的零电压开通，开关损耗较大，***变换效率难以提升。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种双输入电感的软开关高增益变换器及其控制方法，该软开关高增益变换器具有较高的变换效率和可靠性，以及较低的***的体积和成本。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

一种双输入电感的软开关高增益变换器，包括输入电源U_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第一二极管D₁、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、输出滤波电容C_o、第一电感L₁、第二电感L₂、输出滤波电感L_o、直流负载R；

所述输入电源U_in的正极与所述第一电感L₁的一端、所述第二电感L₂的一端、所述输入滤波电容C_in的正极相连；

所述输入电源U_in的负极与所述第一开关管S₁的源极、所述第二开关管S₂的源极、所述第一电容C₁的负极、所述第三开关管S₃的漏极、所述输入滤波电容C_in的负极相连；

所述第一开关管S₁的漏极与所述第一电感L₁的另一端、所述第一二极管D₁的阳极相连；

所述第二开关管S₂的漏极与所述第二电感L₂的另一端、所述第二电容C₂的正极相连；

所述第一二极管D₁的阴极与所述第一电容C₁的正极一起接入输出滤波电感L_o的一端；

所述第二电容C₂的负极与所述第三开关管S₃的源极、所述输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端相连；

所述输出滤波电感L_o的另一端与所述输出滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的另一端相连；

其中，所述第二开关管S₂与第三开关管S₃工作在互补导通状态；

第一电感L₁、第二电感L₂工作在电流连续模式，输出滤波电感L_o工作在电流双向导通模式；

所述输出滤波电感L_o的电感值满足以下条件：

上式中，d为第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1和第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2的占空比，U_in为电压源U_in的电压值，U_o为输出电压平均值，T_s为开关周期，I_o为输出电流平均值，ΔI_L2为第二电感L₂的脉动量，取ΔI_L2为第二电感电流最大平均值I_L2,max的30％，P_o,max为最大输出功率。

进一步的，所述第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃均为金氧半场效晶体管。

进一步的，所述第一电感L₁的电感值为：

上式中，ΔI_L1为第一电感L₁的脉动量。

进一步的，所述第二电感L₂的电感值为：

上式中，ΔI_L2为第二电感L₂的脉动量。

进一步的，所述软开关高增益变换器的理想电压增益G为：

本发明还提供了一种上述软开关高增益变换器的控制方法，所述软开关高增益变换器还包括输出电压控制器，具有包括以下步骤：

将输出电压采样值u_o,f与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至所述输出电压控制器，得到调制信号u_r；

将调制信号u_r与单极性三角载波u_c1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1；

将调制信号u_r与单极性三角载波u_c2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2；

单极性三角载波u_c1和单极性三角载波u_c2的幅值均为U_cm；

第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1和第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2的占空比为d＝u_r/U_cm；

单极性三角载波u_c1和单极性三角载波u_c2的频率相同，相位互差180°；

将第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2取反得到第三开关管S₃的PWM驱动信号u_g3。

与现有技术相比，本发明提出的双输入电感的软开关高增益变换器，其第一开关管S₁和第二开关管S₂工作在互差180°导通状态，第二开关管S₂与第三开关管S₃互补工作，输出滤波电感L_o工作在电流双向导通模式，第三开关管S₃为输出滤波电感L_o提供电流反向通道，从而实现了第二开关管S₂和第三开关管S₃的零电压开通，有效提高了变换效率；同时第一电感L₁和第二电感L₂分摊了输入电流，大大减小了第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂的电流应力和通态损耗，大幅度提高了变换效率；功率管的电压应力、电流应力较小，因而减小了功率损耗；输入电流的脉动频率为开关频率的两倍，且脉动率降低，从而减小了输入滤波电容C_in的大小，提高了可靠性，并降低了***的体积和成本；此外，本发明所提变换器还具有输入电流连续、电压增益高、结构简单、成本低等特点。

附图说明

图1为一种双输入电感的开关电容Boost变换器的电路结构示意图；

图2为本申请实施例的双输入电感的软开关高增益变换器的电路结构示意图；

图3为图1所示双输入电感的软开关高增益变换器控制方法的逻辑结构框图；

图4(a)到(f)为图1所示的双输入电感的软开关高增益变换器在一个开关周期内的6种工作模态等效图；

图5为图1所示的双输入电感的软开关高增益变换器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图6(a)～(c)为图1所示的双输入电感的软开关高增益变换器的仿真波形图；

图7(a)、(b)为图1所示的双输入电感的软开关高增益变换器开关管S₂、S₃的软开关实现波形。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2示出本申请实施例双输入电感的软开关高增益变换器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该变换器包括输入电源U_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第一二极管D₁、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、输出滤波电容C_o(无极性电容)、第一电感L₁、第二电感L₂、输出滤波电感L_o、直流负载R；输入电源U_in的正极与第一电感L₁的一端、第二电感L₂的一端、输入滤波电容C_in的正极相连；输入电源U_in的负极与第一开关管S₁的源极、第二开关管S₂的源极、第一电容C₁的负极、第三开关管S₃的漏极、输入滤波电容C_in的负极相连；第一开关管S₁的漏极与第一电感L₁的另一端、第一二极管D₁的阳极相连；第二开关管S₂的漏极与第二电感L₂的另一端、第二电容C₂的正极相连；第一二极管D₁的阴极与第一电容C₁的正极一起接入输出滤波电感L_o的一端，连接点记为a；第二电容C₂的负极与第三开关管S₃的源极、输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端相连，连接点记为b；

输出滤波电感L_o的另一端与输出滤波电容C_o的正极、直流负载R的另一端相连；输出滤波电感L_o与输出滤波电容C_o串联构成滤波电路。

在此实施例中，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃为金氧半场效晶体管(MOSFET)，输出滤波电容C_o采用无极性电容。

下面按照图2所示的主电路对本申请的高增益变换器的控制方法进行说明。图3为本申请实施例提供的控制方法的逻辑结构框图。对输出电压U_o进行采样，得到采样值u_o,f；将采样值u_o,f与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器，得到调制信号u_r；将调制信号u_r与幅值为U_cm的单极性三角载波u_c1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1，该驱动信号占空比为d＝u_r/U_cm；将调制信号u_r与单极性三角载波u_c2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2，该驱动信号占空比为d＝u_r/U_cm；单极性三角载波u_c1和u_c2的幅值相等，频率相同，相位互差180°；将第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2取反得到第三开关管S₃的PWM驱动信号u_g3。

下面对图2示出双输入电感的软开关高增益变换器的工作过程进行说明。

***工作进入稳态后，一个开关周期内可分为6种模态；除考虑开关管的寄生电容外，忽略开关管的其他寄生参数；储能元件以及二极管均为理想器件，第一电容C₁、第二电容C₂、输入滤波电容C_in、输出滤波电容C_o足够大，可忽略电压纹波；第一电感L₁、第二电感L₂工作在电流连续模式，输出滤波电感L_o工作在电流双向导通模式；输入电源U_in负端为零电位参考点，直流负载R为纯阻性。各模态的等效电路分别如图4(a)～图4(f)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图5所示。

分述如下：

t₀时刻前，第二开关管S₂已经开通；第一开关管S₁关断，第一电感L₁承受反向电压U_in-U_c1；第二电感L₂承受正向电压U_in，输出滤波电感L_o承受正向电压U_C1+U_C2-U_o，第一电感电流i_L1线性下降，第二电感电流i_L2和输出滤波电感电流i_Lo均线性上升。

模态1：[t₀-t₁](等效电路如图4(a)所示)

t₀时刻，开通第一开关管S₁，模态1开始；第一电感L₁和第二电感L₂承受正向电压均为U_in，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2均正向线性增大。第一电容C₁、第二电容C₂经第二开关管S₂串联为负载供电，输出滤波电感L_o承受正向电压为U_C1+U_C2-U_o，输出滤波电感电流i_Lo正向线性增大，其表达式为：

式中，U_C1为第一电容C₁的电压应力，U_C2为第二电容C₂的电压应力。

模态2：[t₁-t₂](等效电路如图4(b)所示)

t₁时刻，关断第二开关管S₂，模态1结束，模态2开始；第二电感电流i_L2和输出滤波电感电流i_Lo同时流入结点b，第三开关管S₃的体二极管D_S3导通，该模态持续时间较短，近似认为电感电流i_L1、i_L2和i_Lo保持不变。

模态3：[t₂-t₃](等效电路如图4(c)所示)

t₂时刻，零电压开通第三开关管S₃，模态3开始；第一电感L₁承受正向电压U_in，第二电感L₂承受反向电压U_C2-U_in，对第二电容C₂充电，第一电感电流i_L1线性增加，第二电感电流i_L2线性减少，第一电容C₁和输出滤波电感L_o对负载供电，输出滤波电感电流i_Lo逐渐减小，其表达式为：

模态4：[t₃-t₄](等效电路如图4(d)所示)

t₃时刻，关断第三开关管S₃，模态4开始；第二电感电流i_L2流入结点b，输出滤波电感电流i_Lo流出结点b，由于|i_L2|<|i_Lo|，故第三开关管S₃的体二极管D_S3反向关断，由于流入b点的电流大于第二电感电流i_L2，因而第二开关S₂的体二极管D_S2导通。该模态持续时间很短，近似认为电感电流i_L1、i_L2和i_Lo均保持不变。

模态5：[t₄-t₅](等效电路如图4(e)所示)

t₄时刻，零电压开通第二开关管S₂，模态4结束，模态5开始。第一电感L₁和第二电感L₂均承受正向电压U_in，输出滤波电感L_o承受正向电压U_C1+U_C2-U_o，第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2和输出滤波电感电流i_Lo均线性增大。第一电容C₁、第二电容C₂串联向输出滤波电感L_o和负载供电，其表达式如下：

到t₅时刻，模态5结束。

模态6：[t₅-t₆](等效电路如图4(f)所示)

t₅时刻，关断第一开关管S₁，模态5结束，模态6开始；第一电感L₁承受反向电压U_C1-U_in，第二电感L₂承受正向电压U_in，输出滤波电感L_o承受正向电压U_C1+U_C2-U_o，第一电感电流i_L1线性减小，第二电感电流i_L2和输出滤波电感电流i_Lo均线性增大。第一电感L₁对第一电容C₁充电，第二电容C₂和第一电感L₁向负载供电。t₆时刻，开通第一开关管S₁，模态6结束，进入下一个周期，其表达式如下：

基于以上对本发明的双输入电感的软开关高增益变换器的工作过程的分析，下面对其电压增益进行分析。

根据第一电感L₁、第二电感L₂、输出滤波电感L_o的伏秒平衡，可得：

U_indT_s＝(U_C1-U_in)(1-d)T_s (5)

U_indT_s＝(U_C2-U_in)(1-d)T_s (6)

(U_C1+U_C2-U_o)dT_s＝(U_o-U_C1)(1-d)T_s (7)

根据式(5)-(7)，可得变换器的电压增益为：

式中，I_in为输入电流的平均电流。

第一电容C₁的电压应力U_C1和第二电容C₂的电压应力U_C2为：

第一开关管S₁的电压应力U_S1和第一二极管D₁的电压应力U_D1为：

第二开关管S₂的电压应力U_S2和第三开关管S₃的电压应力U_S3为：

根据该变换器的平均电流等效电路，可得：

式中，I_L1为第一电感的平均电流，I_L2为第二电感的平均电流，I_Lo为输出滤波电感的平均电流。

根据式(12)，可得变换器的各平均电流应力为：

式中，I_S1为第一开关管的平均电流，I_S2为第二开关管的平均电流，I_S3为第三开关管的平均电流，I_D1为第一二极管的平均电流。

根据有效电流值计算公式，可得该变换器各开关管的有效电流值：

式中，ΔI_Lo为输出滤波电感L_o的脉动量：

基于以上对本发明的变换器的工作原理和稳态特性的分析，下面对其软开关条件进行分析。

前已述及，第三开关管S₃开通前，第二电感电流i_L2和输出滤波电感电流i_Lo同时流入结点b，第三开关管S₃的体二极管D_S3导通续流，故可以很方便地实现第三开关管S₃的零电压开通。因此，下文仅讨论第二开关管S₂的软开关条件：

由模态分析可知，为了实现第二开关管S₂的零电压开通，在模态4中需要满足：

i_L2+i_Lo＜0 (18)

由于模态4的持续时间很短，可近似认为电感电流i_L2、i_Lo均保持不变，即：

将式(19)代入式(18)，可得实现第二开关管S₂零电压开通的电流条件，即：

基于以上对该变换器软开关条件的分析，下面对其电感设计进行分析。

电感电流连续模式下，若第一电感L₁的电流峰峰值ΔI_L1不超过第一电感电流最大平均值I_L1,max的30％，可得：

若第二电感L₂的电流脉动量ΔI_L2不超过第二电感电流最大平均电流I_L2,max的30％，可得：

根据式(13)、式(17)、式(20)可得：

为了验证上述理论分析的正确性，使用saber仿真软件对本发明所提高增益Boost变换器进行仿真验证。其设计指标如下：输入电压U_in＝48V，输出电压U_o＝300V，最大输出功率为250W，开关频率为f_s＝100kHz。此外，第一电容C₁、第二电容C₂、输入滤波电容C_in和输出滤波电容C_o均为50μF，第一电感L₁为0.4mH，第二电感L₂为0.53mH，输出滤波电感L_o＝0.05mH。

仿真实验波形图如图6(a)～6(c)所示。

图6(a)中给出了输入电压U_in和输出电压U_o的仿真波形。可以看出：当占空比d＝0.725，实测电压增益值为G＝U_o/U_in≈6.25，与理论值G＝(1+d)/(1-d)＝6.27基本吻合。图6(b)中给出了开关管漏源极电压u_S1、u_S2和u_S3、二极管端电压u_D1的仿真波形。可以看出，第一开关管S₁、第一二极管D₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃的电压应力基本相等，约为传统Boost变换器的1/(1+d)倍。图6(c)中给出了第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2、输出滤波电感电流i_Lo、输入电流i_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃的电流i_S1、i_S2、i_S3以及第一开关管S₁的驱动信号u_g1、第二开关管S₂的驱动信号u_g2、第三开关管S₃的驱动信号u_g3的仿真波形。可以看出，第一电感L₁和第二电感L₂工作在电流连续模式，输出滤波电感L_o工作在电流双向导通模式，i_L1和i_L2均连续，波形互差180°，使得输入电流i_in的脉动频率变为开关频率的两倍；输入电流的脉动率为11.72％，远低于第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的脉动率；第一电感L₁的平均电流I_L1＝3.06A，第二电感L₂平均电流I_L2＝2.23A；第一开关管S₁的平均电流为2.22A，有效电流值为2.61A，第二开关管S₂的平均电流为2.22A，有效电流值为3.21A，第三开关管S₃的平均电流为0.84A，有效电流值为1.98A。

图7给出了第二开关管S₂、第三开关管S₃的驱动信号u_g2、u_g3和漏源极电压u_S2、u_S3的仿真波形。可以看出，当驱动信号u_g2、u_g3的高电平到来前，漏源极端电压u_S2、u_S3已经减小为零。因此，第二开关管S₂和第三开关管S₃实现了零电压开通。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种双输入电感的软开关高增益变换器，其特征在于，包括输入电源U_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第一二极管D₁、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、输出滤波电容C_o、第一电感L₁、第二电感L₂、输出滤波电感L_o、直流负载R；

所述输入电源U_in的正极与所述第一电感L₁的一端、所述第二电感L₂的一端、所述输入滤波电容C_in的正极相连；

所述输入电源U_in的负极与所述第一开关管S₁的源极、所述第二开关管S₂的源极、所述第一电容C₁的负极、所述第三开关管S₃的漏极、所述输入滤波电容C_in的负极相连；

所述第一开关管S₁的漏极与所述第一电感L₁的另一端、所述第一二极管D₁的阳极相连；

所述第二开关管S₂的漏极与所述第二电感L₂的另一端、所述第二电容C₂的正极相连；

所述第一二极管D₁的阴极与所述第一电容C₁的正极一起接入输出滤波电感L_o的一端；

所述第二电容C₂的负极与所述第三开关管S₃的源极、所述输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端相连；

所述输出滤波电感L_o的另一端与所述输出滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的另一端相连；

其中，所述第二开关管S₂与第三开关管S₃工作在互补导通状态；

第一电感L₁、第二电感L₂工作在电流连续模式，输出滤波电感L_o工作在电流双向导通模式；

所述输出滤波电感L_o的电感值满足以下条件：

上式中，d为第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1和第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2的占空比，U_in为电压源U_in的电压值，U_o为输出电压平均值，T_s为开关周期，I_o为输出电流平均值，ΔI_L2为第二电感L₂的脉动量，取ΔI_L2为第二电感电流最大平均值I_L2,max的30％，P_o,max为最大输出功率。

2.根据权利要求1所述的双输入电感的软开关高增益变换器，其特征在于，所述第一开关管S₁、第二开关管S₂和第三开关管S₃均为金氧半场效晶体管。

3.根据权利要求1所述的软开关高增益变换器，其特征在于，所述第一电感L₁的电感值为：

上式中，ΔI_L1为第一电感L₁的脉动量，f_s为开关频率。

4.根据权利要求1所述的软开关高增益变换器，其特征在于，所述第二电感L₂的电感值为：

上式中，ΔI_L2为第二电感L₂的脉动量，f_s为开关频率。

5.根据权利要求1所述的软开关高增益变换器，其特征在于，所述软开关高增益变换器的理想电压增益G为：

6.一种权利要求1～5任一项所述软开关高增益变换器的控制方法，所述软开关高增益变换器还包括输出电压控制器，其特征在于，包括以下步骤：

将输出电压采样值u_o,f与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至所述输出电压控制器，得到调制信号u_r；

将调制信号u_r与单极性三角载波u_c1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1；

将调制信号u_r与单极性三角载波u_c2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2；

单极性三角载波u_c1和单极性三角载波u_c2的幅值均为U_cm；

单极性三角载波u_c1和单极性三角载波u_c2的频率相同，相位互差180°；

将第二开关管S₂的PWM驱动信号u_g2取反得到第三开关管S₃的PWM驱动信号u_g3。

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