CN105656310A - 基于sdc网络的三电平直流变换器简易构造方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，包括如下步骤：在原变换器中直接提取或构造出SDC网络；将原变换器中的SDC网络进行对称变换；将对称变换后的变换器与原变换器进行加合，可得到三电平直流变换器。本发明的构造方法更加简单，可适用于所有单管非隔离直流变换器。

Description

基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法

技术领域

本发明属于变换器技术领域，具体涉及一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法。

背景技术

将可再生能源与高效节能型负载相结合，可以有效缓解能源危机和减轻环境污染。为此，近年来出现了电动汽车光伏充电桩、光伏储能电站等多种新型光伏利用形式。在这些光伏***中，光伏阵列通过直流变换器与蓄电池组直接连接在一起，构成高压大容量光伏储能***。其中，直流变换器既是光伏接口，同时又是蓄电池的充电器。

为了提高光伏储能***的MPPT效率并延长蓄电池组的循环寿命，必须尽可能地减小光伏电池和蓄电池的电流纹波。为此，接口变换器需要采用输入、输出电流均连续的四阶变换器(如Cuk、Superbuck等)。与只有一端电流连续的二阶变换器(如Buck，Boost等)相比，该类变换器只需要在输入、输出侧并联小容量的薄膜电容就能满足光伏储能***的电流纹波指标要求，***可靠性大为提高，因此是该应用场合的最佳拓扑选择。

此外，为了满足高压大容量光伏储能***的电压等级要求，接口变换器通常要采用高耐压的IGBT或者CoolMOS作为开关管。然而，IGBT的开关速度较低，不利于***的小型化和轻量化；而CoolMOS的价格高昂，导致成本攀升。采用三电平(Three-Level,TL)技术可以使开关器件的电压应力降低一半，并且能有效减小滤波器的体积和重量，从而很好的解决了上述问题。然而，输入、输出电流均连续的四阶变换器的TL拓扑尚未见报道。为此，有必要深入研究TL变换器的构造方法，以得出上述四阶变换器的TL拓扑。

遗憾的是，尽管有许多文献对于TL变换器的软开关技术、中点电位平衡控制策略进行了大量研究，但是鲜有文献对TL变换器的构造方法进行讨论。文献PinheiroJR，BarbiI.Thethree-levelZVS-PWMDC-to-DCconverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,1993，8(4)：486-492最早提出了TL变换器的概念，并以ZVS半桥TL变换器为例，分析了TL变换器的基本特点。但是，该文献未能给出TL变换器的构造方法。文献阮新波，李斌，陈乾宏.一种适用于高压大功率变换器的三电平直流变换器[J].中国电机工程学报，2003，23(5)：19-23，指出了半桥TL变换器与三相全桥TL逆变器的内在联系，并在此基础上得出了TL变换器的构造方法。尽管基于该构造法可演变出所有单管非隔离变换器的TL拓扑，但是推导步骤极为繁杂。文献马运东,薛雅丽,阮新波,严仰光.单管直流变换器三电平拓扑的交错开关方式[J].电力电子技术，2003，37(4)：88-91，提出了TL变换器的另一种推导思路：首先寻找箝位电压源并将其分为两等份，其次将开关管用两只串联替代，然后将不对称元件进行对称变换，再加入箝位二极管，最后去掉冗余器件。与文献《一种适用于高压大功率变换器的三电平直流变换器》相比，该构造法相对简单，但是仅适用于6种基本的单管非隔离直流变换器。

发明内容

发明目的：本发明的目的是为了解决现有技术中的不足，提供一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，该构造方法更为简单，且适用于所有的单管非隔离直流变换器。

技术方案：本发明所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，包括如下步骤：

(1)在原变换器中直接提取或构造出SDC网络；

(2)将原变换器中的SDC网络进行对称变换；

(3)将对称变换后的变换器与原变换器进行加合，可得到三电平直流变换器。

进一步的，所述SDC网络包括开关管S、箝位二极管D和电容C。

进一步的，所述SDC网络包括阳极SDC网络和阴极SDC网络。

进一步的，所述阴极SDC网络中箝位二极管D的阴极与电容C连接，箝位二极管D的阳极与开关管S连接。

进一步的，所述阳极SDC网络中开关管S关断时，箝位二极管D导通，开关管S的电压应力为电容C的端电压

进一步的，步骤(2)所述对称变换是指将阳极SDC网络与阴极SDC网络进行对称变换。

进一步的，步骤(3)所述加合时，变换器加合只针对SDC网络，在加合后的电路中将其他部分补齐，输入端接电压源，输出端接负载；而电感的放置需要遵循以下原则：如果原变换器中的电感为输入或输出滤波电感，则电感仍放置在原来位置；如果原变换器中的电感不是输入或输出滤波电感，则需要首先标注电感L的端点：原变换器中电感的两个端点，一个为A点，另一个为电源负极性端；对称变换后的变换器中电感的两个端点，一个为B点，另一个为电源正极性端，然后将电感接在加合后变换器的A、B两点之间。

进一步的，与对应的原变换器相比，变换后的变换器电压增益相同；在相同条件下，功率管电压应力变为一半；滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率均为开关频率的2倍。

所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，该构造方法在所有单管非隔离直流变换器中均可以得到应用。

有益效果：本发明的构造方法更加简单，且与对应的原变换器相比，输入、输出电流仍能保持连续，且电压增益相同；在相同条件下，功率管电压应力变为一半；滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率均为开关频率的2倍，可适用于所有单管非隔离直流变换器。

附图说明

图1为本发明阳极SDC网络结构示意图；

图2为本发明阴极SDC网络结构示意图；

图3为Boost变换器结构示意图；

图4为Sepic变换器结构示意图；

图5为Buck变换器结构示意图；

图6为Buck-Boost变换器结构示意图；

图7为图6对称变换后的Buck-Boost变换器结构示意图；

图8为图6与图7相互加合的过程示意图；

图9为Buck-Boost三电平变换器结构示意图；

图10本发明的构造步骤流程图；

图11为本发明一个实施例的Buck-Boost变换器结构示意图；

图12为图10的对称变换后的结构示意图；

图13为图10与图11加合后的三电平直流变换器结构示意图；

图14为图12不同开关模态的等效电路示意图；

图15为D≥0.5时的波形图；

图16为D<0.5时的波形图；

图17为电感电流脉动只示意图；

图18为Buck-BoostTL变换器在D＝0.25时的实验波形图；

图19为Buck-BoostTL变换器在D＝0.75时的实验波形图。

具体实施方式

本实施例提出了一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造法。与上述文献相比，该方法更为简单，且适用于所有的单管非隔离直流变换器。首先，给出了SDC网络的定义，并介绍了提取或构造SDC网络的基本方法；其次，以Buck-Boost变换器为例，阐述了基于SDC网络构造TL(三电平)直流变换器的基本步骤；然后，基于该构造法推导出输入、输出电流均连续的四阶TL变换器族，并对其中的SuperbuckTL变换器的工作原理和特性进行了分析；最后，通过100W/100kHz的原理样机，对理论分析的正确性进行了实验验证。

本发明提出了一种基于SDC网络的单管非隔离直流变换器简易构造法。该方法的关键在于提取或构造出如图1和图2所示的SDC网络。在图1中，箝位二极管D的阳极与电容C相连，称该网络为阳极SDC网络；在图2中，箝位二极管D的阴极与电容C相连，称该网络为阴极SDC网络。SDC网络的关键特征在于：开关管S关断时，箝位二极管D导通，开关管S的电压应力为电容C的端电压，即C为箝位电压源。

在所有的单管非隔离直流变换器中，均可提取或构造出SDC网络。由此，可将单管非隔离直流变换器分为两类：第一类为可以直接提取出SDC网络的变换器，第二类为不包含SDC网络，需要构造出SDC网络的变换器。

第一类变换器，如Boost变换器，可以直接提取出如图3所示虚线框中阴极SDC网络；而图4所示的Sepic变换器，其开关管S的电压应力为电容C₁和C_o的端电压之和，因此C₁和C_o为箝位电压源，此时S、D、C₁和C_o构成阳极SDC网络。

第二类变换器，如Buck变换器，其开关管S的电压应力为输入电压U_in，故可在输入侧并联电容C_in，使其端电压为箝位电压，从而得到阳极SDC网络，如图5所示；或者如Buck-Boost变换器，其开关管S的电压应力为输入电压U_in与电容C_o的端电压之和，故在输入侧并联电容C_in，将C_in和C_o视为箝位电压源，从而S、D、C_in和C_o构成阳极SDC网络，如图6所示。

下面以Buck-Boost变换器为例，阐述基于SDC网络构造三电平直流变换器的基本步骤：

第一步：在原变换器中提取或构造出SDC网络，在Buck-Boost变换器中可构造出阳极SDC网络，如图6所示，图中，电感L的两个端点分别为a和o₁(电源负极性端)。

第二步：将原变换器中的SDC网络进行对称变换，对原Buck-Boost变换器进行对称变换，可得到由阴极SDC网络构成的Buck-Boost变换器，如图7所示，图中，电感L的两个端点分别为b(即a的对称点)和o₂(即o₁的对称点)。

第三步：将对称变换后的变换器与原变换器进行加合，可得到TL直流变换器。需要注意的是，变换器加合只针对SDC网络。

将图6与图7中的SDC网络进行加合，如图8所示。然后，在加合后的电路中将其他部分补齐，即输入端接电压源，输出端接负载，而电感的放置需要遵循以下原则：如果原变换器中的电感为输入或输出滤波电感，则电感仍放置在原来位置；否则，电感L接在a、b两点之间，如图9所示。

图10为本发明提出的TL变换器的构造步骤。可以看出，相比现有文献提出的TL变换器构造步骤繁多，且需要对加合电路进行模态分析，确定所有开关管的开关顺序，从而对加合电路进行化简，其过程相当复杂。与之相比，本发明提出的基于SDC网络的TL直流变换器简易构造法步骤极少，不需要化简，更为简单直观，易于掌握。

采用本发明提出的基于SDC网络的TL直流变换器简易构造法，可以得出所有单管非隔离直流变换器的三电平拓扑。

为了进一步验证基于SDC网络的TL直流变换器简易构造法的正确性，本发明以图11到图13所示的SuperbuckTL变换器为例，详细分析其工作原理和特性。为简化分析过程，作如下基本假设：①S₁和S₂采用交错控制方式，其驱动信号相差180°相角；②所有功率管和滤波元件均为理想器件；③C₁＝C₂且足够大，其纹波忽略不计，故有U_c1＝U_c2＝U_in/2；④输出电容C_o足够大，可等效为电压源U_o。

基于上述假设，稳态时该变换器在一个开关周期内的工作过程分为4个模态，每个模态对应的等效电路如图14所示。由于D≥0.5和D<0.5两种情况下，变换器的工作模态不完全相同，因此有必要分别予以分析。

(1)D≥0.5时(工作波形如图15所示)

模态1[t₀,t₁](等效电路如图14(a)所示)

在t₀时刻，S₁和S₂同时开通，D₁和D₂因承受反向电压U_in/2而关断；电感L₁和L₂的端电压均为U_in-U_o>0，其电流开始线性增加。

模态2[t₁,t₂](等效电路如图14(b)所示)

t₁时刻关断S₂，模态1结束。此时，D₂导通，电感L₁和L₂的端电压均为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降。

模态3[t₂,t₃](等效电路如图14(a)所示)

t₂时刻开通S₂，模态2结束。此时，变换器工作情况与模态1相同，在此不再赘述。

模态4[t₃,t₄](等效电路如图14(c)所示)

t₃时刻关断S₁，模态3结束。此时，D₁导通，电感L₁和L₂的端电压均为U_in/2-U_o≤0，其电流开始线性下降。

(2)D<0.5时(工作波形如图16所示)

模态1[t₀,t₁](等效电路如图14(b)所示)

在t₀时刻，S₁开通，S₂关断。此时，D₂导通，电感L₁和L₂的端电压均为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升。

模态2[t₁,t₂](等效电路如图14(d)所示)

t₁时刻关断S₁，模态1结束。此时，D₁和D₂均导通，电感L₁和L₂的端电压均为-U_o<0，其电流开始线性下降。

模态3[t₂,t₃](等效电路如图14(c)所示)

t₂时刻开通S₂，模态2结束。此时，D₁导通，电感L₁和L₂的端电压均为U_in/2-U_o>0，其电流开始线性上升。

模态4[t₃,t₄](等效电路如图14(d)所示)

t₃时刻关断S₂，模态3结束。此时，变换器工作情况与模态2相同，在此不再赘述。

特性分析：

(1)电压增益

由伏秒平衡可分别得到：

$\left\{\begin{array}{cc}(U_{in}-U_o)(2D-1)=2(U_o-\frac{U_{in}}{2})(1-D)& (D\&GreaterEqual;0.5)\\ 2(\frac{U_{in}}{2}-U_o)D=U_o(1-2D)& (D<0.5)\end{array}\right.---\left(1\right)$

分别解上述两式，均可得到：

$\frac{U_o}{U_{in}}=D---\left(2\right)$

这表明，基于SDC网络的TL直流变换器简易构造法得出的SuperbuckTL变换器具有和原Superbuck变换器一样的电压增益。

(2)功率管电压应力

由图15和图16可以看出，功率管的电压应力为U_in/2，与Superbuck变换器相比，功率管的电压应力均减小了一半。

(3)电感电流

由图15和图16可以看出，与Superbuck变换器相比，

SuperbuckTL变换器的输入、输出电流仍然连续，但是电感电流的脉动频率变为开关频率的两倍。SuperbuckTL变换器中，电感L₁上电流脉动值为：

${\mathrm{\&Delta;I}}_{L1}=\left\{\begin{array}{cc}\frac{U_{in}-U_o}{L_1}(D-\frac{1}{2})T_s& (D\&GreaterEqual;0.5)\\ \frac{U_{in}-U_o}{L_1}{\mathrm{DT}}_s& (D<0.5)\end{array}\right.---\left(3\right)$

为了比较SuperbuckTL变换器和原Superbuck变换器的电感电流脉动值ΔI_L1的大小，以Superbuck变换器电感电流脉动值的最大值ΔI_{L1,Superbuck,max}为基准，计算两者ΔI_L1的标幺值。Superbuck变换器ΔI_L1的最大值为：

${\mathrm{\&Delta;I}}_{L1,Superbuck,max}=\frac{U_o}{L_1}{T}_s---\left(4\right)$

由式(4)，可以得到SuperbuckTL变换器和Superbuck变换器的ΔI_L1标幺值，如图17所示。可以看出，在电感量和开关频率均相同的条件下，SuperbuckTL变换器的ΔI_L1远远小于原Superbuck变换器的相应值。分析SuperbuckTL变换器的电感L₂上电流脉动值，也可以得到相同的结论。

(4)输出滤波电容端电压

由图15和图16可以看出，输出滤波电容C_o的充放电频率为开关频率的2倍，而在Superbuck变换器中其为开关频率。因此，在相同的电感电流脉动值、电容量以及开关频率下，SuperbuckTL变换器的输出滤波电容的电压脉动值可以减小为Superbuck变换器的1/2。

综上所述，基于SDC网络的TL直流变换器简易构造法得出的SuperbuckTL变换器输入、输出电流均连续，且具有和Superbuck变换器一样的电压增益；功率管的电压应力均减小了一半；滤波电感电流和输出滤波电容端电压的脉动频率为开关频率的两倍；相同条件下，滤波电感的电流脉动值大大减小，输出滤波电容端电压的脉动值为Superbuck变换器的1/2。可见，这些特性均完全符合TL直流变换器的基本特点，从而证明基于SDC网络构造出的SuperbuckTL变换器拓扑的正确性。

为了验证理论分析的正确性，在实验室完成了一台100W/100kHz的SuperbuckTL变换器原理样机。其设计指标如下：直流输入电压U_in＝40V-120V，输出电压U_o＝30V，滤波电感L₁＝L₂＝250μH，分压电容C₁＝C₂＝10μF，滤波电容C_o＝22μF，S₁和S₂采用IRF640，D₁和D₂采用MBR20200CT。

图18和图19分别给出了占空比D＝0.25和D＝0.75时的实验波形。可以看出，该变换器的输入输出电流均连续，且电感电流连续时，输入电压和输出电压满足U_o＝DU_in的关系；开关管S₁、S₂和二极管D₁、D₂的电压应力均为输入电压的一半。此外，还可以看出，输出电压和电感L₁、L₂的电流的脉动频率均为开关频率的2倍。这些实验结果与理论分析完全吻合，从而证明了基于SDC网络的TL变换器简易构造法以及输入、输出电流均连续的四阶TL直流变换器族拓扑的正确性。

本发明提出了一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造法，并应用该方法推导出输入、输出电流均连续的四阶TL变换器族。文中以SuperbuckTL变换器为例，详细分析了其工作原理和特性，并通过100W/100kHz的原理样机进行实验验证。研究结果表明，该SuperbuckTL变换器符合TL直流变换器的所有基本特征：与对应的原变换器相比，输入、输出电流仍能保持连续，且电压增益相同；在相同条件下，功率管电压应力变为一半；滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率均为开关频率的2倍。上述结论证实了基于SDC网络的TL直流变换器简易构造法以及输入、输出电流均连续的四阶TL直流变换器族拓扑的正确性。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (9)

1.一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：包括如下步骤：

(1)在原变换器中直接提取或构造出SDC网络；

(2)将原变换器中的SDC网络进行对称变换；

(3)将对称变换后的变换器与原变换器进行加合，可得到三电平直流变换器。

2.根据权利要求1所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：所述SDC网络包括开关管S、箝位二极管D和电容C。

3.根据权利要求1或2所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：所述SDC网络包括阳极SDC网络和阴极SDC网络。

4.根据权利要求3所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：所述阳极SDC网络中箝位二极管D的阳极与电容C连接，箝位二极管D的阴极与开关管S连接；所述阴极SDC网络中箝位二极管D的阴极与电容C连接，箝位二极管D的阳极与开关管S连接。

5.根据权利要求1-4任意一项所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：所述阳极SDC网络中开关管S关断时，箝位二极管D导通，开关管S的电压应力为电容C的端电压。

6.根据权利要求1所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：步骤(2)所述对称变换是指将阳极SDC网络与阴极SDC网络进行对称变换。

7.根据权利要求1所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：步骤(3)所述加合时，变换器加合只针对SDC网络，在加合后的电路中将其他部分补齐，输入端接电压源，输出端接负载；而电感的放置需要遵循以下原则：如果原变换器中的电感为输入或输出滤波电感，则电感仍放置在原来位置；如果原变换器中的电感不是输入或输出滤波电感，则需要首先标注电感L的端点：原变换器中电感的两个端点，一个为A点，另一个为电源负极性端；对称变换后的变换器中电感的两个端点，一个为B点，另一个为电源正极性端，然后将电感接在加合后变换器的A、B两点之间。

8.根据权利要求1所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：与对应的原变换器相比，变换后的变换器电压增益相同；在相同条件下，功率管电压应力变为一半；滤波电容电压和滤波电感电流的脉动频率均为开关频率的2倍。

9.根据权利要求1-8任意一项所述的一种基于SDC网络的三电平直流变换器简易构造方法，其特征在于：该构造方法在所有单管非隔离直流变换器中的应用。