CN112771774A - 控制串联谐振转换器的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种控制串联谐振转换器(110)的方法，其中串联谐振转换器(110)包括初级电路(112)和次级电路(114)，其中初级电路(112)或次级电路(114)包括串联谐振振荡电路(118)，其中串联谐振振荡电路(118)包括至少一个电容C1和至少一个电感Li，其中将支撑电压Udc施加到初级电路(112)，并且其中次级电路(114)提供平均输出电流
Figure DDA0002995105790000011
其中通过使用传递函数来调节平均输出电流
Figure DDA0002995105790000012
的值来执行对串联谐振转换器(110)的控制，其中传递函数是支撑电压Udc、输出电压UCout、电感Li、开关周期tp和占空比D的函数，其中至少对开关周期tp和/或占空比D进行调节。本发明还涉及一种计算机程序，该计算机程序配置为至少部分地执行所述方法。

Description

控制串联谐振转换器的方法
技术领域
本发明属于电气工程领域，并且本发明涉及一种控制串联谐振转换器的方法，以及涉及一种配置为执行该方法的步骤的计算机程序。
背景技术
从现有技术中已知用于控制串联谐振转换器(SRC)的各种方法。串联谐振转换器是直流-直流转换器的一种，其包括串联谐振振荡电路，DC(直流)电压转换成AC(交流)电压，随后整流该AC电压。
具有直流隔离的串联谐振转换器包括半桥或全桥，该半桥或全桥以单极性或双极性方波电压驱动串联谐振振荡电路。串联谐振振荡电路通常是连接到变压器的初级侧的初级电路的一部分。作为替代，串联谐振振荡电路也可以放置在连接到变压器的次级侧的次级电路中。在变压器的次级侧，有一个整流网络，可将产生的交流电压转换回直流电压。没有直流隔离的串联谐振转换器在初级电路中同样包括半桥或全桥，该半桥或全桥连接到串联谐振振荡电路，其输出电压通过使用位于次级电路中的桥式整流器进行整流。
在初级电路中施加直流支撑(DC link)电压Udc，而在次级电路上可以分出输出电压UCout和输出电流Iout。在这种情况下，初级电路可以配置为半桥式，并且具有两个开关的配置，其可以用于将支撑电压Udc施加到开关节点SW或将开关节点SW连接到零电位处。也可以使用术语“开关点”代替术语“开关节点”。作为替代，初级电路可以包括全桥并且具有4个开关。交替地致动开关的时间段称为“开关时间段”，而相关的倒数称为“开关频率”。
用于控制串联谐振转换器的已知方法的缺点是，通过使用调节电路或调节回路来调节转换器，因为该调节电路或调节回路仅使用瞬时输出电压UCout。为此，通常测量瞬时输出电压UCout，并由此跟踪预定的设定值。通常，通过开关频率来执行控制，尽管通过占空比来进行自适应也是已知的。当使用全桥时，相位也可以用于此。特别是为了平均和缓冲随时间变化的干扰量，并由此获得足够的调节特性，在初级电路和次级电路中使用大的存储电容器。这种存储电容器需要大的空间，因此经常使用寿命有限的电解电容器。此外，串联谐振转换器通常被描述为电压-电压转换器，其可能具有不利的调节特性，特别是该调节特性可能通过过冲来表现。
Vorpérian,V.and Cuk,S.,A complete DC analysis of the series resonantconverter,in:1982IEEE Power Electronics Specialists conference,1982,p.85-100，该文献通过使用时域分析，将该特性描述为串联谐振转换器的各个电流随时间变化的函数。为此，提出了一种复杂的、不可解析求解(analytically soluble)的函数，该函数将串联谐振转换器建模为电压-电压转换器。
Mounika,D.and Porpandiselvi,S.:ADC Controlled Half-Bridge LC SeriesResonant Converter for LED Lighting,in:2nd International Conference onCommunication and Electronics Systems,ICCES,2017,p.1037-1042，该文献描述LED应用的驱动方法。该方法涉及半桥串联谐振转换器，该转换器的输出用于驱动LED。在这种情况下，使用非对称占空比。
A.Polleri,Taufik and M.Anwari,Modeling and Simulation of ParalleledSeries-Loaded-Resonant Converter,Second Asia International Conference onModelling&Simulation 2008,IEEE Computer Society,p.974-979，该文献描述了串联谐振转换器的建模，该串联谐振转换器配备有多个谐振电路，并且用于医疗应用中的高压高频的电流供应中。
DE102015121991A1公开了一种方法，该方法在串联谐振转换器中使用附加的占空比调节，特别是在启动和/或在输出短路的情况下用于电流限制。
在DE10143251A1和US2012/0262954A1中公开了用于控制串联谐振转换器的其它方法。
发明内容
基于此，本发明的目的是提供一种用于控制串联谐振转换器的方法和一种配置为执行该方法的步骤的计算机程序，本发明至少部分地克服了现有技术的已知缺点和限制。
特别地，用于控制串联谐振转换器的方法旨在通过使用线性化前馈控制来实现控制串联谐振转换器。以此方式，本目的在于能够使用较小的电容器，使得能够替换迄今使用的电解电容器，从而增加开关式电源的寿命。
根据独立权利要求的特征，该目的通过一种控制串联谐振转换器的方法和一种配置为执行该方法的步骤的计算机程序来实现。在从属权利要求中提出了可以单独地或以任何期望的组合实现的有利的改进方案。
在下文中，非排他地使用术语“具有”、“包含”、“构成”或“包括”或其任何语法变体。相应地，这些术语既可以涉及除了由这些术语引入的特征之外不存在其它特征的情况，也可以涉及其中存在一个或多个其它特征的情况。例如，表述“A具有B”、“A包含B”、“A构成B”或“A包括B”可能既涉及在A中，除了B之外没有其它元件的情况(即A完全由B组成的情况)，也涉及在A中，除了B之外，存在一个或多个其它元件的情况(例如元件C、元件C和D，或甚至还有其它元件)。
此外，要指出的是，当术语“至少一个”和“一个或多个”以及这些术语的语法变体与一个或多个元件或特征结合使用时，并且意在表示该元件或特征可以以单数或复数形式提供时，术语“至少一个”和“一个或多个”以及这些术语的语法变体通常仅使用一次，例如在首次引入特征或元件时。当随后再次提及特征或元件时，通常不再使用相应的术语“至少一个”或“一个或多个”，除非这限制了特征或元件可以单数或复数形式提供的可能性。
此外，在下文中，术语“优选地”、“特别地”、“例如”或类似术语与可选特征结合使用，因此没有限制替代实施例。因此，由这些术语引入的特征是可选特征，并且权利要求，特别是独立权利要求的保护范围，不受这些特征的限制。因此，如本领域技术人员将认识到的，本发明也可以通过使用其它配置来实现。类似地，由“在本发明的一个实施例中”或由“在本发明的一个示例性实施例中”引入的特征应理解为可选特征，而无意由此限制替代配置或独立权利要求的保护范围。此外，将由此引入的特征与其它特征(无论是可选特征还是非可选特征)组合的所有可能性旨在不受这些介绍性表达的影响。
在第一方面，本发明涉及一种控制串联谐振转换器(SRC)的方法。在这种情况下，术语“串联谐振转换器”表示用于电气开关式电源的电路拓扑，该电路拓扑配置为将施加到初级电路的直流电压(也称为直流支撑电压Udc)转换成施加到次级电路的输出的直流电压(也称为输出电压UCout)，在这种情况下，初级电路和次级电路可以彼此直流隔离。但是，如上文中所述，也可以在没有直流隔离的情况下提供串联谐振转换器。尽管也可以使用其它类型的电位隔离，但是，优选地是通过使用变压器进行直流隔离。在这种情况下，在一段时间间隔内不改变其符号(sign)的电压被称为“直流电压”。相反，其符号在一段时间间隔内定期重复地变化的电压称为“交流电压”。“单极性方波电压(unipolar square-wavevoltage)”旨在表示在一段时间间隔内在正值和零电位之间变化的电压。在这种情况下，“直流隔离”是指在初级电路和次级电路之间没有电传导，从而使两个电位彼此隔离。在串联谐振转换器的情况下，优选地，直流隔离可以通过使用变压器来进行，该变压器允许使用电感耦合在初级电路和次级电路之间交换电功率。然而，直流隔离的其它可能性也是可能的。
如下面更详细地提到的，在这种情况下，“串联谐振转换器”包括振荡电路，该振荡电路设置在初级电路中并且与次级电路中存在的整流器网络串联连接。设置在初级电路中的振荡电路具有至少一个电容C1和至少一个电感Li，它们串联连接并且可以是电容器和线圈的形式，并且还具有包括两个开关S1、S2的开关结构。为此，分别地，两个开关中的仅有一个开关可以在确定的时间段内设置为“ON”，而两个开关中的另一个开关则在相同的时间段内设置为“OFF”。通过这种开关配置(也称为“半桥”)，可以生成单极性方波电压，其可以在支撑电压Udc和开关节点(SW)的零电位之间自由调节频率和占空比。在替代的配置中，可以使用另一种方法，特别是使用放大器来在半桥中生成单极性方波电压。通过使用半桥或放大器，在此可以产生具有直流电压分量的交流电压。在这种情况下，电容C1可以用于抑制先前的交流电压的直流分量。可以使用变压器通过电感耦合将剩余的交流电压从初级电路传输到次级电路。在一个特定的配置中，可以在开关节点SW处添加另一电路，特别是功率因数校正(PFC)电路。
分别地，首先将第一开关S1设置为“ON”，然后将第二开关S2设置为“ON”，这个时间段称为“开关周期”tp，而相应的倒数称为“开关频率”
Figure BDA0002995105770000041
在串联谐振转换器的情况下，可以在将第一开关S1设置为“ON”的第一时间段期间施加开关电压USW>0，而在将第二开关S2设置为“ON”的第二时间段期间开关电压可以为USW＝0。在这种情况下，可以指定一个“占空比”D，其定义为：时间D·tp，表示开关电压为USW＝0的时间间隔。可替代地，占空比也可以称为“占空因数”。在这种情况下，占空比D＝0.5意味着第一开关S1设置为“ON”的时间与第二开关S2的一样长，这样，在每个开关周期tp内，施加开关电压USW>0的时间与施加开关电压USW＝0的时间一样长。对于其它占空比D，相应地，存在不同的值。
根据本发明，与现有技术相反(该现有技术基于瞬时输出电压UCout使用串联谐振转换器来调节)，串联谐振转换器的运行是通过控制串联谐振转换器的方法来进行的。术语“调节”是指一种操作模式，在该操作模式中，测量瞬时输出电压UCout并确定与预定设定值的偏差，以便通过使用调节电路或调节回路来减小偏差，被测量用作调节电路或调节回路的输入量，在称为“控制”的操作模式中，通过将至少一个输入量输入已知关系来直接获得至少一个输出量，从而可以直接从中确定所需的输出量。在这种情况下，已知关系也可以称为“传递函数”。此外，在现有技术中，在不考虑诸如输入电压之类的任何扰动量的情况下指定占空比或开关频率。如前文中所述，从现有技术中还可知使用串联谐振转换器作为电压-电压转换器。所提出的调节方法是将串联谐振转换器描述为电压-电压变换器，从而使得更快的调节和更具鲁棒性的调节成为可能。此外，与现有技术相反，在此进行扰动量的考虑，该扰动量还包括任何扰动量的影响，例如变化的输入电压。
根据本发明，提出了通过使用传递函数来调节平均输出电流
Figure BDA0002995105770000051
的值来执行对串联谐振转换器的控制，该传递函数是支撑电压Udc、输出电压UCout、开关周期tp、占空比D以及可选电容C1的函数，其中，调节开关周期tp或占空比D或同时调节开关周期tp和占空比D。在这种情况下，术语“调节”是相对于开关周期tp和占空比D这两个量的，其是指自由选择这些量的可能性，特别是在较宽的范围内，因此，能够获得尽可能多的作为输出量的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000052
的值。如上文和下文更详细地解释的，开关周期tp和占空比D这两个量能够以非常简单的方式并且彼此独立地被调节，并且可以分别在大范围内自由地选择，因此，通过致动初级电路中提供的开关S1、S2可以将这两个量作为自由度。例如，在恒定的开关周期tp的情况下，仅可以改变占空比D。可替代地，在恒定的占空比D的情况下，仅可以改变开关周期tp。它们的组合同样也是可能的。在开关节点SW处添加功率因数校正电路的配置中，例如，开关周期tp和占空比D两者可以作为两个自由度。因此，在此提出的方法在串联谐振转换器的运行中具有很大的优势。在这种情况下，串联谐振转换器可以特别地在最小输出电压纹波或最小功率损耗方面进行优化，最小输出电压纹波即输出电压UCout的最小变化，最小功率损耗即在串联谐振转换器的运行期间的最小损耗。然而，其它类型的优化，例如关于较小的输出电容的优化也同样是可能的。
在优选的实施例中，可以为占空比D选择0.1至0.9的值，特别优选为0.2至0.8的值，特别是0.4至0.6的值。可替代地或附加地，可以为开关周期tp选择0.1μs至100ms的值，特别优选为0.5μs至5ms的值，特别是1μs至1ms的值。然而，开关周期tp和/或占空比D的其它值也是可能的。
与此相反，在这种情况下，支撑电压Udc、电容器电压UC1和输出电压UCout这些量可以视为传递函数的恒定量，而不是另外可调节的输入量，因为它们仅在开关周期tp期间有微小变化。这可能是适当的，因为这两个另外的量通常受技术限制和技术条件的影响，这些技术限制和技术条件很难改变或几乎没有改变，因此这两个另外的量既不能以直接的方式快速调节，也不能在很大的范围内自由选择。然而，有利的是，可以避免将这两个另外的量用作可调节的输入量，从而在串联谐振转换器的运行期间，然后可以基本上忽略相关的技术限制。在另一种配置中，可替代地或可附加地，也可以改变存在于振荡电路中的电感Li；然而，实际上，这可能比开关周期tp和占空比D这两个量的上述提出的变化更为复杂。
此外，可以通过应用所选择的传递函数来调节平均输出电流
Figure BDA0002995105770000061
的值。因此，有利的是，可以基本上独立于相关联的输出电压UCout和输入电压Udc，在宽范围内自由地选择施加到次级电路的输出的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000069
已知的是，由于施加到次级电路的输出的输出功率Pout代表输出电压UCout和平均输出电流
Figure BDA0002995105770000062
的乘积，因此，输出功率Pout也可以特别有利地以一种非常简单的方法进行调节，并且可以在大范围内自由选择。
如已经提到的，串联谐振转换器的初级电路包括振荡电路，该振荡电路可具有至少一个电容C1(特别是以至少一个电容的形式)和至少一个电感Li(特别是以至少一个线圈的方式)，它们串联连接在一起。根据所提出的串联电容C1和电感Li配置，以已知的方式可以确定振荡电路的相关谐振频率fR。常规上，串联谐振转换器的瞬时输出电流
Figure BDA0002995105770000063
表现出正弦曲线。然而，如果串联谐振转换器的运行以优选的方式在高于谐振频率fR的频率下进行，则可以使用正弦曲线的一阶泰勒级数逼近，从而可以获得线性逼近。在这种情况下，串联谐振转换器的运行可以优选地在谐振频率fR的1.5倍以上的频率，特别优选地在2倍(两倍)以上的频率下进行。然而，串联谐振转换器的运行可以使用更高的频率，并且其在技术上可行。
在本发明的特别优选的实施例中，可以通过使用根据方程(1)的以下传递函数来确定平均输出电流
Figure BDA0002995105770000064
的值
Figure BDA0002995105770000065
在一个优选实施例中，方程(1)中的电感Li可认为是恒定的。如上所述，其它两个量，即支撑电压Udc和输出电压UCout，同样优选地可视为恒定量。与此相反，如上文和下文更详细的解释，通过致动设置在初级电路中的开关S1、S2，可以以非常简单的方式彼此独立地调节开关周期tp和占空比D这两个量，并且可以分别在大范围内自由地选择这两个量。
由于输出电流
Figure BDA0002995105770000066
与开关周期tp之间的方程(1)所示的线性关系，可以通过选择开关周期tp非常简单地建立平均输出电流
Figure BDA0002995105770000067
可替代地或附加地，对于与输出电流
Figure BDA0002995105770000068
呈二次关系的占空比D，也可以通过方程式(1)解析地求解，特别是通过使用配置为求解二次关系的微处理器来解析，例如，通过使用已知的二次方程求解公式来求解。可替代地或附加地，数值解法，尤其是欧拉法，可以用于求解该方程。然而，也可以想到其它实施例；特别地，可以想到一种解法，在其中设置第二附加值，并且因此需要开关周期tp和占空比D这两个量。
在本方法的特别优选的实施例中，以下的方法步骤(下面简称为“步骤”)可以在单个的开关周期tp内以规定的顺序执行，该顺序从步骤a)开始，接下来为步骤b)、c)和d)，优选地如下文所述：
a)接通设置在初级电路中的半桥，使得流过电感Li的电流Ii随时间而增加，直到电流Ii发生过零为止；
b)使电流Ii进一步地随时间而增加，直到设置在初级电路中的半桥断开为止；
c)使电流Ii随时间而减小，直到电流Ii发生过零为止；以及
d)使电流Ii进一步地随时间而减小。
根据步骤a)，特别是通过致动设置为“ON”的第一开关S1来接通位于初级电路中的半桥，从而可以施加开关电压USW>0，同时第二开关S2保持设置为“OFF”。因此，可以在第一时间间隔Δt1期间增加通过电感Li的电流Ii，直到可以观察到电流Ii过零为止。如上所述，在这种情况下，术语“半桥”是指包括两个串联开关的配置，如果第一开关S1设置为“ON”，则通过第一开关S1将支撑电压Udc作为电源电压施加到开关节点SW，并且，如果第二开关S2设置为“ON”，则通过第二开关S2将零电位施加到开关节点SW，一次仅接通两个开关S1、S2中的一个。在替代实施例中，尽管在技术上不太有利，但是，半桥也可以为另一种配置形式，特别是放大器的形式。在这种情况下，术语“全桥”是指两个半桥，这两个半桥都连接到作为电源电压的支撑电压Udc上，并且其串联谐振振荡电路位于半桥的中点之间。在这种情况下，术语“过零”指的是时刻t0，在该时刻电流为Ii＝0，在即将到达时刻t0之前，电流为Ii<0，而在到达时刻t0之后，电流立即为Ii>0，或在即将到达时刻t0之前，电流为Ii>0，而在到达时刻t0之后，电流立即为Ii<0。
根据步骤b)，在第二时间间隔Δt2期间，特别是通过使第一开关S1保持设置为“ON”，流过电感Li的电流Ii进一步增加，同时半桥保持接通，因此可以像之前一样施加开关电压USW>0。当设置在初级电路中的半桥断开时，第二时间间隔Δt2结束。特别地，这可以通过进一步致动第一开关S1来完成，将第一开关设置为“OFF”，从而可以设置开关电压USW＝0。
因此，现在执行步骤c)。在这种情况下，第二开关S2设置为“ON”，使得开关电压可以为USW＝0。在这种情况下，在第三时间间隔Δt3期间，流过电感Li的电流Ii减小，直到进一步可以观察到电流Ii过零为止。
根据步骤d)，在第四时间间隔Δt4期间，特别是通过使第二开关S2保持设置为“ON”，流过电感Li的电流Ii进一步减小，同时半桥保持断开状态，从而可以像之前一样使开关电压为USW＝0。当在另一个开关周期tp中，根据步骤a)，设置在初级电路中的半桥再次导通时，第四时间间隔Δt4结束。特别地，这可以通过再次致动第一开关S1来实现，第一开关S1再次设置为“ON”，从而可以再次设置开关电压为USW>0。
因此，半桥的开关模式与振荡电路组合一起可以产生所描述的电流和电压的时间曲线。在这种情况下，切换周期tp可以在每个指定的时间间隔内开始，例如以步骤c)开始，然后按照指定的顺序执行步骤d)、a)和b)。对于与这里描述的步骤a)至d)有关的更多细节，参考以下示例性实施例。
在特定的实施例中，除了在此提出的串联谐振转换器的控制之外，还可以进行对串联谐振转换器的调节。为此，特别地也可以将调节电路或调节回路引入该电路中。这样，可以进一步提高串联谐振转换器的快速性、准确性和稳定性。在此处提出的串联谐振转换器的控制中，支撑电压Udc和输出电压UCout都是已知的。因为控制电路或控制回路在支撑电压Udc的变化方面具有鲁棒性，所以由于它已经包含在可解析求解的传递函数中，因此在初级电路中可以选择小得多的至少一个电容。
在另一方面，本发明涉及一种计算机程序，该计算机程序配置为执行本文所述的用于控制串联谐振转换器的方法的步骤。
为此，该计算机程序可包括具体设置为执行单独的或几个方法步骤或其中一部分的算法。在这种情况下，计算机程序具体地可以设置为控制微处理器或微控制器，该微处理器或微控制器可以例如通过控制开关S1、S2与串联谐振转换器相互作用，使得开关周期tp和占空比D可以非常简单地进行调节。为此，可以优选地使用常规的用于脉冲宽度调制(PWM)的集成单元。可替代地或可附加地，微处理器可用于调节或读出串联谐振转换器中的支撑电压Udc、输出电压UCout、输出电流
Figure BDA0002995105770000081
或其它电气量。在替代实施例中，可以存在用于在通用电路中，特别是在FPGA(现场可编程门阵列)或FPAA(现场可编程模拟阵列)中的至少一个专用集成电路(ASIC)中执行本方法的计算机程序的实现。但是，执行计算机程序的其它方式也是可行的。对于与计算机程序的设置有关的更多细节，参考说明书的其余部分和示例性实施例。
与从现有技术中已知的用于运行串联谐振转换器的方法相比，本发明的用于控制串联谐振转换器的方法具有一系列优点。本文描述的方法使得可以通过使用开关频率fp和/或通过使用占空比D来控制串联谐振转换器的输出电流
Figure BDA0002995105770000082
的平均值，并且使得控制具有相对于扰动量(例如，支撑电压)具有鲁棒性的更高的准确度。当已知开关频率fp和/或占空比D时，传递函数也是可解析可解的。在这种情况下，可以确定开关频率fp和/或占空比D，从而获得期望的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000083
的值。例如，通过调节占空比D，可以确定开关频率fp，以获得期望的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000091
的值。优选地，这里可以使用解析法，然而，作为替代或补充，可以使用数值法。因此，通过足够准确的传递函数，可以进行对串联谐振转换器的控制，使得该串联谐振转换器可以避免调节电路或调节回路。在这种情况下，可以基于占空比D或基于开关频率fp求解传递函数。然而，可替代地或可附加地，可以通过使用数值法来求解传递函数，然后求解不可解析求解的方程，尽管为此需要更高的计算能力。但是，为了进一步提高串联谐振转换器的准确度并改善其动态性能和稳定性，可以使用调节电路或调节回路。
附图说明
在优选的示例性实施例的以下描述中，特别是与从属权利要求相结合，可以发现本发明的更多细节和特征。在这种情况下，各个特征可以分开实现，或者可以组合实现几个特征。然而，本发明不限于示例性实施例。在附图中示意性地示出了示例性实施例。在这种情况下，在附图中相同的附图标记表示相同或功能上等效的元件，或者在功能上彼此对应的元件。具体地：
图1示出了串联谐振转换器的优选实施例的示意图；
图2示出了用于控制串联谐振转换器的方法的优选实施例中的选定电压和电流的时间曲线的示意图；
图3示出了作为初级侧的输出电压Uout(图3a)和支撑电压Udc的输出电压Uout(图3b)的函数的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000092
的值的测量结果的表示；
图4示出对于支撑电压Udc的时间曲线和瞬时输出电流Iout的时间曲线的测量结果的表示；
图5示出了串联谐振转换器的又一优选实施例的示意图，其增加了功率因数校正电路；
图6示出了用于模拟串联谐振转换器的实施例的电路图示；以及
图7示出了在根据图6的模拟中获得的各种曲线。
具体实施方式
图1示出了串联谐振转换器110的优选实施例的示意图；然而，其它实施例也是可能的。串联谐振转换器110包括初级电路112和次级电路114，在根据图1a和1b的实施例中，初级电路112和次级电路114通过变压器T1 116彼此直流隔离。变压器116的使用使得可以通过使用电感耦合在初级电路112和次级电路114之间交换电力。在根据图1a和1b的串联谐振转换器110的图示中，变压器116配置为1：1变压器；然而，变压器116的其它类型的实施例也是可能的。图1d示出了串联谐振转换器110的实施例，其中在初级电路112中使用了全桥，在这种情况下，所述全桥具有第一开关节点SW1和第二开关节点SW2。要指出的是，由于其设计，变压器116具有固有的励磁电感。由于励磁电感对输出电流
Figure BDA0002995105770000101
没有影响，因此，为了简化图1和图2，已忽略了励磁电感。
将通常提供为直流电压的直流支撑电压Udc施加到初级电路112。为了产生交流电压形式的初级电路112的输出电压Uout，初级电路112包括一个半桥，所述半桥连接到串联谐振振荡电路118，在根据图1的示例性实施例中，包括串联连接的电容器形式的电容C1和线圈形式的电感Li。在这种情况下，电流Ii流过电容C1。然而，可以想到振荡电路的其它实施例。根据电容C1和电感Li的这种串联设置，可以确定振荡电路的相关谐振频率fR，这可以由以下方程(2)描述：
Figure BDA0002995105770000102
如已经提到的，初级电路112可以具有半桥，所述半桥优选地包括两个开关S1、S2，其可以用于在开关节点(SW)处产生单极性方波电压。为此，分别地，两个开关中的仅有一个开关可以在确定的时间段内设置为“ON”，而两个开关中的另一个开关则在相同的时间段内设置为“OFF”。如在根据图1的示例性实施例中示意性地表示的，在这种情况下，两个开关S1、S2可以设置为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)；然而，其它类型的实施例也是可能的。
特别地，在该实施例中，两个开关S1、S2(如箭头“<<”所示)可以由微处理器或微控制器(未示出)或使用在微处理器或微控制器上执行的计算机程序来切换。但是，也可以用另一种方式切换两个开关S1、S2。如在图2中更详细地表示的，可以在第一时间段期间将开关电压USW>0施加到开关节点SW，其中，第一开关S1设置为“ON”。另一方面，如在图2中更详细地表示的，在第二时间段期间，开关节点SW处的开关电压可以是USW＝0，其中第二开关S2设置为“ON”。以这种方式，可以调节开关周期tp，其可以作为第一时间段和第二时间段的总和给出。此外，可以调节占空比或占空因数D。如上所述，占空比D定义为：时间D·tp，表示开关电压为USW＝0的时间间隔。
在根据图1的示例性实施例中，在次级电路114中假设了提供输出电流Iout的输出电压UCout，根据本方法该输出电流Iout用于控制串联谐振转换器110。在这种情况下，特别地，输出电压UCout可以由施加到次级电路114的负载给出，在这种情况下，输出电压UCout可以由输出电容Cout(在图5中示例性地表示)缓冲。特别是为了简化图1中的示例所示的串联谐振转换器110的计算，已经将输出电容Cout近似为电压源。但是，其它配置也是可能的。
根据图1a的实施例示出了变压器116的两个次级绕组120，两个次级绕组120两端产生为次级电路电压Usec的电压降，并且示出了用作次级整流器的两个二极管D3、D4。相反，在根据图1b的实施例中，仅示出了变压器116的一个次级绕组120，所述次级绕组120两端产生为次级电路电压Usec的电压降，并且示出了用作次级整流器的四个二极管D1、D2、D3、D4。在根据图1c的实施例中，省略了变压器116，并且串联谐振振荡电路118直接连接到次级整流器，所述次级整流器包括四个二极管D1、D2、D3、D4。在根据图1d的实施例中，使用上述全桥，串联谐振振荡电路118连接到所述全桥。如图所示，在根据图1d的实施例中可以省略变压器；然而，可替代地，也可以使用变压器(未示出)。
图2示出了在优选实施例中所选电压和电流的时间曲线的示意图，该优选实施例提出了在一个开关周期tp上准确地控制串联谐振转换器110，该开关周期在此优选地处于几微秒的范围内。如在图2中示意性示出的，在这种情况下，一个开关周期tp正好包括各个时间间隔Δt1、Δt2、Δt3和Δt4，它们彼此遵循指定的顺序设置。在这种情况下，方法步骤a)至d)分别在时间间隔Δt1、Δt2、Δt3和Δt4之一中以规定的顺序进行。因此，可以根据以下的方程(3)在正好一个开关周期tp上为次级电路114的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000111
指定值：
Figure BDA0002995105770000112
如图2a所示，在时间间隔Δt1、Δt2期间，即在执行方法步骤a)和b)时，将开关电压USW>0施加到开关节点SW；相反，在时间间隔Δt3、Δt4期间，即在执行方法步骤c)和d)时，在开关节点SW处的开关电压为USW＝0。
如上所述，串联谐振转换器110的瞬时输出电流Iout通常表现出正弦曲线。然而，在根据图2的示例性实施例中，串联谐振转换器110以高于谐振频率fR的频率来运行，优选为高于谐振频率fR的1.5倍的频率，特别优选地为谐振频率fR的两倍，从而可以使用正弦曲线的一阶泰勒级数来近似。
施加到串联谐振振荡电路118的电容C1的电容电压UC可以根据以下的方程(4)经历随时间的变化：
Figure BDA0002995105770000113
其中，还包括通过电容C1的电流Ii。为了使电容电压UC的变化尽可能小，因此应选择尽可能大的电容C1。
图2b示出了瞬时电流Ii减去通过电容C1的励磁电流Im的时间曲线。在这种情况下，可以通过以下的方程(5)来描述在每个时间间隔Δt1、Δt2、Δt3和Δt4期间的电流In的值：
Figure BDA0002995105770000121
其中，sn＝+1适用于时间间隔Δt1、Δt2，而sn＝-1适用于时间间隔Δt3、Δt4。
从方程(5)可以看出，在时间间隔Δtn(n＝1、2、3或4)中，通过电容C1的电流In的值由以下三个电压确定：开关电压USW、初级电路112的电容器电压UC和输出电压Uout。在这种情况下，开关电压USW的时间曲线可以如图2a所示。
因此，可以根据方程(6)分别指定在每个时间间隔Δt1、Δt2、Δt3和Δt4期间每个电流贡献的时间曲线：
Figure BDA0002995105770000122
对于施加到电容C1的电容电压UC，假定可以根据以下的方程(7)来描述：
UC＝(1-D)Udc (7)
通过使用该方程，可以确定以下的时间方程(8)至(11)：
Figure BDA0002995105770000123
Figure BDA0002995105770000124
Figure BDA0002995105770000125
Figure BDA0002995105770000126
图2c示出了变压器Uout的未整流输出电压的时间曲线(实线)，该电压曲线由下游的次级整流器转换成输出直流电压UCout(虚线)。
在这种情况下，图2d示出了电感Li两端的电压Ui的时间曲线。如图2b所示，电感Li两端的电压Ui的时间导数最终给出了电流Ii随时间的变化。
图3a示出了两个测量曲线122、124的图示，这两个测量曲线分别针对平均输出电流
Figure BDA0002995105770000127
而获得，所述平均输出电流
Figure BDA0002995105770000128
是串联谐振转换器110的初级侧112的输出电压Uout的函数。在这种情况下，在测量曲线122中，设定切换周期tp＝10μs，同时改变占空比D。与此相反，在测量曲线124中，设定占空比D＝0.5，同时改变开关周期。在两个测量曲线122、124中，可以看到偏移电流的出现。在这种情况下，测量曲线122示出了对于100kHz的恒定开关频率的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000129
而测量曲线124示出了在0.5的占空比D下的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000131
(以安培为单位)。尽管测量曲线122在初级侧112的输出电压Uout的测量范围内示出了几乎恒定的曲线，但在测量曲线124中可以看到平均输出电流
Figure BDA0002995105770000132
的变化约为70mA。
图3b示出了另外两个测量曲线126、128的图示，这两个测量曲线126、128分别针对作为支撑电压Udc的函数的平均输出电流
Figure BDA0002995105770000133
的值而获得。在这种情况下，在测量曲线126中，设定了开关周期tp＝10μs，同时改变占空比D。与此相反，在测量曲线128中，设定占空比D＝0.5，同时改变开关周期。在另外两个测量曲线126、128中，同样可以看到偏移电流的出现。从测量曲线126可以看出，平均输出电流
Figure BDA0002995105770000134
的值随支撑电压Udc的增加而减小，在图3b中可见平均输出电流
Figure BDA0002995105770000135
的变化约为70mA。
图4示出了另外两个测量曲线130、132的图示，测量曲线130示出了支撑电压Udc的时间曲线，并且测量曲线132示出了瞬时输出电流Iout的时间曲线。从测量曲线130可以看出，在这种情况下，支撑电压Udc的变化为约100V，而瞬时输出电流Iout变化仅为约6％。瞬时输出电流Iout这样微小的变化和支撑电压Udc这样大的变化不能通过用于运行串联谐振转换器110的已知方法来实现。
图5示出了串联谐振转换器110的又一优选实施例的示意图，其增加了功率因数校正(PFC)电路134。在该实施例中，可以在开关节点SW处添加功率因数校正电路134作为附加转换器，该附加转换器可以建模为，使得在这种情况下，开关周期tp和占空比D都可以作为自由度。具体地，功率因数校正电路134可以用于产生准正弦网络电源电流，而串联谐振转换器110设置为将支撑电压Udc转换为输出电压UCout。
在图5中，没有实行用于简化图1中所示的串联谐振转换器110的计算的近似(即，将输出电容Cout近似为电压源)。而是，例如，将施加到图5中的输出电容Cout的输出电压UCout用于驱动作为负载的发光二极管(LED)。但是，其它类型的负载也是可能的。
图6示出了用于模拟根据图1a的串联谐振变换器110的优选实施例的电路的示意图，在该模拟中还考虑了变压器116的固有励磁电感136。通过使用根据图6的电路在模拟中获得如图7所示的曲线。在模拟中，通过使用非对称占空比D驱动包含两个开关S1、S2的初级电路112。进行模拟的参数如下：
-占空比D＝0.25；
-输入电压Udc＝100V；
-负载电压：20V；
-变压器匝数比为1:1；
-半桥的开关频率：200kHz；
-杂散电感100μH；和
-励磁电感1mH。
图7a示出了相对于地的初级电路112的电压的时间曲线138。初级电路112的电压的时间曲线138表示方波电压，该方波电压的最小值为0V，而支撑电压Udc为其最大值。在模拟中，选择Udc＝100V作为支撑电压值。在模拟中，初级电路112以较低的占空比D＝0.25驱动。
图7b示出了电感Li的电流的时间曲线140。电感Li的电流的时间曲线140可以描述为三角形。另外，由于励磁电感，励磁电流使得电感Li的电流发生偏移。但是，这不会影响输出电流，因此在图2b中已被忽略。由于较低的占空比D＝0.25，因此，在正周期可能会出现绝对值非常高的电流，而在负周期可能会出现绝对值非常低的电流。进一步如图7b所示，变压器116还可以具有集成的杂散电感或外部杂散电感。
图7c示出了施加到变压器116的初级电压的时间曲线142，而在图7d中示出了施加到变压器116的次级电压的时间曲线144。从图7c和7d可以看出，由于输出电压UCout的振幅分别由位于次级电路114中的次级整流器给定，因此，可以确认以下假设：输出电压UCout的正振幅和负振幅相等，而与占空比D无关。
图7e示出了励磁电流的时间曲线146。从图7d可以看出，根据模拟，电感Li和变压器116的电压-时间区域总是一样大，特别是如图7e所示，因为流过电感Li的主电流没有发散。从图7d可以看出，即使励磁占空比D是高度不对称的(如图7a所示)，施加到变压器116的电压也总是具有占空比D＝0.5。因此，变压器116不会在相同的输出电压UCout下饱和。此外，施加到电容C1的电容电压UC(其时间曲线148在图7f中示出)确保直流电压发生偏移，使得变压器116暴露于交流电。电容C1可以使变压器116不暴露于直流电流。
从图7g可以看出，施加到电感Li的电压具有不同的电平，在图7g中示出了在变压器116处的输出电压UCout的时间曲线150。然而，在这种情况下，电压-时间区域是一致的。随着占空比D的增加，峰值的电压差增加。为此，在模拟中分别观察每个时间间隔Δt1、Δt2、Δt3和Δt4的电压，然后可以从中计算出线圈电流。然后，基于电感Li确定平均输出电流
Figure BDA0002995105770000141
的值。电感Li的值是不变的，因此可以在方程(1)中使用。如已经提到的，从图7g可以看出，变压器116处的输出电压UCout的电压-时间区域一样大。然而，在正确配置的情况下，将不会观察到变压器116的饱和，因为如上所述，施加到变压器116的电压总是具有占空比D＝0.5。
图7h显示了串联谐振转换器110的输出电流的时间曲线152。当支撑电压Udc施加到初级电路112时，可以观察到非常高的输出电流。然而，如果初级电路112处于0V，则可以观察到非常低的输出电流。从图7h还可以看出，初级侧的励磁电流Im对输出电流Iout没有影响。
附图标记列表
110 串联谐振转换器
112 初级电路
114 次级电路
116 变压器
118 串联谐振振荡电路
120 次级绕组
122–132 测量曲线
134 功率因数校正电路
136 固有励磁电感
138–152 时间曲线

Claims (16)

1.一种控制串联谐振转换器(110)的方法，其中串联谐振转换器(110)包括初级电路(112)和次级电路(114)，其中初级电路(112)或次级电路(114)包括串联谐振振荡电路(118)，其中串联谐振振荡电路(118)包括至少一个电容C1和至少一个电感Li，其中将支撑电压Udc施加到初级电路(112)，并且其中次级电路(114)提供平均输出电流
Figure FDA0002995105760000011
其特征在于，通过使用传递函数来调节平均输出电流
Figure FDA0002995105760000012
的值来执行对串联谐振转换器(110)的控制，其中传递函数是支撑电压Udc、输出电压UCout、电感Li、开关周期tp和占空比D的函数，其中至少对开关周期tp和/或占空比D进行调节。
2.根据前述权利要求所述的方法，其中传递函数还是串联谐振电路(118)的至少一个电容C1的函数。
3.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中串联谐振转换器(110)以高于谐振频率fR的频率运行，其中所述谐振频率由串联谐振电路(118)中的至少一个电容C1和至少一个电感Li给定。
4.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中初级电路(112)和次级电路(114)通过变压器(116)彼此直流隔离。
5.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中所述传递函数是可解析求解的函数。
6.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中通过使用所述传递函数来确定所述平均输出电流
Figure FDA0002995105760000013
的值，其中
Figure FDA0002995105760000014
7.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中将所述占空比D调节为0.1至0.9。
8.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中将所述开关周期tp调节为0.01μs至100ms。
9.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中通过致动所述初级电路(112)中存在的开关S1、S2，彼此独立地调节所述开关周期tp和所述占空比D。
10.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中通过使用数值法来确定所述开关周期tp和所述占空比D。
11.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中所述初级电路(112)包括至少一个半桥，其中将支撑电压Udc或零电位瞬时施加到在半桥中的开关节点SW。
12.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中所述初级电路(112)包括至少一个全桥，其中将支撑电压Udc或零电位瞬时施加到全桥中的第一开关节点SW1和第二开关节点SW2。
13.根据前述权利要求所述的方法，其中在单个切换周期tp内执行以下步骤：
a)接通设置在初级电路(112)中的半桥，使得流过电感Li的电流Ii随时间而增加，直到电流Ii发生过零为止；
b)使电流Ii进一步地随时间而增加，直到设置在串联谐振振荡电路(118)中的初级电路(112)中的半桥断开为止；
c)使电流Ii随时间而减小，直到电流Ii发生过零为止；以及
d)使电流Ii进一步地随时间而减小。
14.根据前述两个权利要求中的任一项所述的方法，其中功率因数校正电路(134)连接到开关节点SW。
15.根据前述权利要求中的任一项所述的方法，其中针对于最小输出电压纹波或最小功率损耗，对所述串联谐振转换器(110)进行优化。
16.一种计算机程序，其配置为执行根据前述权利要求中的任一项所述的方法的步骤。
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