CN112737445B - 一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及城轨永磁牵引传动***中电机振荡抑制方法，具体振荡抑制中的主动阻尼补偿方法，具体为一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，解决了背景技术中的技术问题。本发明是在永磁辅助同步磁阻电机原有矢量控制方法的基础上再通过电压q轴主动阻尼补偿法、电压d轴主动阻尼补偿法、电流q轴主动阻尼补偿法、电流d轴主动阻尼补偿法、转矩主动阻尼补偿法以及调制变化法解决了城轨永磁牵引***阻抗不匹配引起的直流侧振荡的技术问题，提升了在原有矢量控制方法控制下城轨永磁牵引***的稳定性，而且在实现***稳定性的同时，不增加***的硬件成本。

Description

一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法

技术领域

本发明涉及城轨永磁牵引传动***中电机振荡抑制方法，具体振荡抑制中的主动阻尼补偿方法，具体为一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法。

背景技术

城轨永磁牵引传动***多采用直流牵引网供电，当***的牵引功率增大至一定程度时，其直流侧电压会出现持续振荡，进而导致直流侧电流及电机的输出转矩均发生振荡，影响车辆运行的稳定性和舒适度，严重时会导致变流器发生过压和过流故障，触发TCU封锁脉冲，使城轨车辆丧失牵引力。

该不稳定现象是由直流侧LC滤波环节输出阻抗与逆变器-电机***输入阻抗不匹配造成的，可以通过改变逆变器直流侧输出阻抗和逆变器-电机***输入阻抗两个方面进行抑制，分别被称为被动阻尼补偿与主动阻尼补偿。在工程上，常采用在直流侧串入电阻、加大支撑电容等被动阻尼补偿方式，但串入电阻会增加功率损耗，降低***效率，而增大支撑电容则又会受到变流器重量和空间的限制。

对城规永磁辅助同步磁阻牵引***振荡机理进行分析，假设永磁牵引***的控制器带宽无限大，逆变器为连续能量转换***，牵引电机的输出转矩能完美跟随指令值，则逆变器-电机***可视为理想的恒功率负载，该***简化后的恒功率负载模型如图1所示，图1中网侧电压E_w为车辆牵引逆变器供电，R表示为线路电阻和电感电阻的和，L是滤波电感，C是支撑电容，u_dc是输入到逆变器侧的直流母线电压，Z_m是逆变器加电机的等效阻抗。

在图1所示理想的恒功率负载模型中，逆变器-电机***呈现负阻抗特性Y，变流器直流侧前端阻尼系数以及传动***整体阻尼系数为：

***稳定的基本条件是***阻尼系数为正，从而确定理想模型下的***稳定判据为

其中P₀、u_dc分别是稳态输出功率与输入到逆变器侧的直流母线电压。由上式不稳定判据可知，随着永磁牵引***功率的增大，***逐渐失稳，这和试验时出现的现象是一致的，可以确定逆变器直流侧参数的取值和逆变器-电机***呈现的负阻抗特性是该类不稳定现象的根本原因。本发明就是通过主动阻尼补偿方式对永磁牵引***阻抗不匹配问题进行研究。

永磁辅助同步磁阻电机在d-q坐标系下的电压方程可表示为：

式中u_d、u_q为d、q轴定子电压，R_s是定子电阻，ω_r是电机转子电角速度，L_d、L_q分别是电机d轴、q轴电感，i_d、i_q为d、q轴定子电流，ψ_f是永磁体磁链；

永磁辅助同步磁阻电机的电磁转矩方程可表示为：T_e＝n_p[ψ_fi_q+(L_d-L_q)i_di_q]，式中：T_e为电机电磁转矩，n_p为电机极对数。

车辆往往通过手柄给定整车牵引力指令，进而分配到每个电机上。永磁辅助同步磁阻电机矢量控制算法框图如图2所示。如图2所示，第①部分，永磁辅助同步磁阻电机通过旋转变压器测得电机转子位置θ，θ经微分后得到电机电角速度ω_r。第②部分，电流变换器将测量得到的电机电流i_a、i_b经过Clark变换和Park变换，得到d-q坐标下的电流i_d和i_q。第③部分，电机给定转矩T_e ^*通过MTPA查表模块(Maximum Torque Per Ample,MTPA)后分配得到给定电流i_d ^*和i_q ^*，该模块是按照标定的最大转矩电流比算法进行计算的。第④部分，i_d*、i_q*、i_d、i_q、ω_r和u_dc作为电流环控制器的输入，u_d*和u_q*是电流环控制器的输出。第⑤部分，u_d*、u_q*、θ、ω_r和母线u_dc输入到分段PWM调制模块中以产生PWM脉冲到第⑥部分逆变器中。本发明是在图2所示的永磁辅助同步磁阻电机矢量控制算法框图的基础上进行主动阻尼补偿的。

发明内容

本发明旨在解决城轨永磁牵引***阻抗不匹配引起的直流侧振荡的技术问题，提供了一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法。

本发明解决其技术问题采用了电压q轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_q ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δu_q，u_d1 ^*和1相乘后的结果即为电流环控制器的输出u_d*，u_q1 ^*和Δu_q相乘后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_q ^*。

本发明解决其技术问题还采用了电压d轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_d*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δu_d，u_d1 ^*和Δu_d相乘后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_d*，u_q1 ^*和1相乘后的结果即为电流环控制器的输出u_q ^*。

本发明解决其技术问题还采用了电流q轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δi_q，i_d ^*和1相乘后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和Δi_q相乘后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出量u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

本发明解决其技术问题还采用了电流d轴主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_d*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δi_d，i_d ^*和Δi_d相乘后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和1相乘后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*；i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出量u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

本发明解决其技术问题还采用了转矩主动阻尼补偿法，具体是：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，采用了MTPA查表模块，MTPA查表模块的输入信号为电机给定转矩T_e ^*，通过稳定补偿器对电机给定转矩T_e ^*进行主动阻尼补偿，稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出ΔT_e，将ΔT_e加到电机给定转矩T_e ^*上实现抑制振荡。

进一步的，包括分段PWM调制模块，分段PWM调制模块采用多种调制方法相结合的分段调制方法，当控制***发生振荡时，将当前的调制方法切换至下一调制方法；分段调制方法分别为：即在[0～f₀)时采用异步调制法，[f₀～f₁)时采用15分频同步调制法，[f₁～f₂)时采用12分频同步调制法，[f₂～f₃)时采用9分频同步调制法，[f₃～f₄)时采用7分频同步调制法，[f₄～f₅)时采用5分频同步调制法，[f₅～f₆)时采用3分频同步调制法，[f₆～f₇]采用方波调制方法；其中f₀为异步调制阶段开关频率的十五分之一，f₁为功率器件最高允许的开关频率的十五分之一，f₂为功率器件最高允许的开关频率的十二分之一，f₃为功率器件最高允许的开关频率的九分之一，f₄为功率器件最高允许的开关频率的七分之一，f₅为功率器件最高允许的开关频率的五分之一，f₆为功率器件最高允许的开关频率的三分之一，f₇为电机的最高频率。这里的f₁～f₆是“电机最高只能运行到”的频率，在开关频率和***允许的条件下是可以提前进入的。在城轨地铁等大功率牵引***中，牵引逆变器的最高开关频率受到散热条件的限制往往只有几百赫兹，而牵引电机的运行频率最高可以达到300赫兹左右，如在整个调速范围内采用异步调制，载波比变化的范围大，且电机运行在高频段，电压利用率低，控制性能不佳。因此在采用PWM调制采用多种调制方法相结合的分段调制方法。分段调制方法在不同的电机频率下采用不同的调制策略。不同的调制策略的谐波分布是不一样的，***振荡与谐波分布也是有关的，当***发生振荡时，可通过切换当前调制方式至下一调制方法以改变谐波分布情况从而来缓解振荡，这使所述控制方法的抑制振荡的效果更好。

本发明是在永磁辅助同步磁阻电机原有矢量控制方法的基础上再通过电压q轴主动阻尼补偿法、电压d轴主动阻尼补偿法、电流q轴主动阻尼补偿法、电流d轴主动阻尼补偿法、转矩主动阻尼补偿法和调制变化法解决了城轨永磁牵引***阻抗不匹配引起的直流侧振荡的技术问题，提升了在原有矢量控制方法控制下城轨永磁牵引***的稳定性，而且在实现***稳定性的同时，不增加***的硬件成本。

附图说明

图1为本发明背景技术中所述牵引传动***恒功率负载模型的结构示意图。

图2为本发明背景技术中所述永磁辅助同步磁阻电机矢量控制框图。

图3为本发明实施例1中所述电流环控制器的控制框图。

图4为本发明实施例1中所述电流解耦控制器的控制框图。

图5为本发明实施例2中所述电流环控制器的控制框图。

图6为本发明实施例2中所述电流解耦控制器的控制框图。

图7为本发明实施例3中所述电流环控制器的控制框图。

图8为本发明实施例3中所述电流解耦控制器的控制框图。

图9为本发明实施例4中所述电流环控制器的控制框图。

图10为本发明实施例4中所述电流解耦控制器的控制框图。

图11为本发明实施例5中所述添加转矩补偿的控制框图。

图12为本发明所述分段PWM调制模块的调制框图。

具体实施方式

参照图1-图12，对本发明所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法进行详细说明。

实施例1：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，如图3所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_q ^*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δu_q，稳定补偿器的具体计算过程如下：

u₁＝u_{dc_PF}

u₃＝u₂+u₁

式中，u_{dc_HPF}为母线电压u_dc经过高通滤波后的值，G_HPF(s)是高通滤波器的传递函数，ω_H等于2πf_HPF，f_HPF为高通滤波器的截止频率；u_{dc_PF}为滤波后电压u_{dc_HPF}经过第一低通滤波器后的值，G_LPF1(s)是第一低通滤波器的传递函数，ω_L1等于2πf_LPF1，f_LPF1为第一低通滤波器的截止频率；G_LPF2(s)是第二低通滤波器的传递函数，ω_L2等于2πf_LPF2，f_LPF2为第二低通滤波器的截止频率；λ为母线电压补偿系数，λ取1左右的值，n为阶数，n一般为2～4；

u_d1 ^*和1相乘后的结果即为电流环控制器的输出u_d*，u_q1 ^*和Δu_q相乘后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_q ^*，则电流环控制器的输出表示为：

进一步的，作为本发明实施例1中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法的一种具体实施方式，电流解耦控制器的控制框图如图4所示，电流解耦控制器的输出为u_d1 ^*和u_q1 ^*，u_d1 ^*和u_q1 ^*的计算过程如下列公式所示：

式中，G_PId(s)是电流环d轴PI调节器的传递函数，G_PIq(s)分别为电流环q轴PI调节器的传递函数，k为控制系数，调节k能够增加***的稳定性，ψ_f为永磁体磁链。

实施例2：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，如图5所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输出信号u_d*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；i_d*、i_q*、i_d、i_q和ω_r经过电流解耦控制器处理后得到u_d1 ^*和u_q1 ^*；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δu_d，稳定补偿器的具体计算过程如下：

u₁＝u_{dc_PF}

u₃＝u₂+u₁

式中，u_{dc_HPF}为母线电压u_dc经过高通滤波后的值，G_HPF(s)是高通滤波器的传递函数，ω_H等于2πf_HPF，f_HPF为高通滤波器的截止频率；u_{dc_PF}为滤波后电压u_{dc_HPF}经过第一低通滤波器后的值，G_LPF1(s)是第一低通滤波器的传递函数，ω_L1等于2πf_LPF1，f_LPF1为第一低通滤波器的截止频率；G_LPF2(s)是第二低通滤波器的传递函数，ω_L2等于2πf_LPF2，f_LPF2为第二低通滤波器的截止频率；λ为母线电压补偿系数，λ取1左右的值，n为阶数，n一般为2～4；

u_d1 ^*和Δu_d相乘后的结果即为电流环控制器经过主动阻尼补偿后的输出u_d*，u_q1 ^*和1相乘后的结果即为电流环控制器的输出u_q ^*，则电流环控制器的输出表示为：

进一步的，作为本发明实施例2中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法的一种具体实施方式，电流解耦控制器的控制框图如图6所示，电流解耦控制器的输出为u_d1 ^*和u_q1 ^*，u_d1 ^*和u_q1 ^*的计算过程如下列公式所示：

式中，G_PId(s)是电流环d轴PI调节器的传递函数，G_PIq(s)分别为电流环q轴PI调节器的传递函数，k为控制系数，调节k能够增加***的稳定性，ψ_f为永磁体磁链。

实施例3：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，如图7所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_q*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δi_q，则稳定补偿器的具体计算过程为：

u₁＝u_{dc_PF}

u₃＝u₂+u₁

式中，u_{dc_HPF}为母线电压u_dc经过高通滤波后的值，G_HPF(s)是高通滤波器的传递函数，ω_H等于2πf_HPF，f_HPF为高通滤波器的截止频率；u_{dc_PF}为滤波后电压u_{dc_HPF}经过第一低通滤波器后的值，G_LPF1(s)是第一低通滤波器的传递函数，ω_L1等于2πf_LPF1，f_LPF1为第一低通滤波器的截止频率；G_LPF2(s)是第二低通滤波器的传递函数，ω_L2等于2πf_LPF2，f_LPF2为第二低通滤波器的截止频率；λ为母线电压补偿系数，λ取1左右的值，n为阶数，n一般为2～4；

i_d ^*和1相乘后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和Δi_q相乘后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*，则用公式表示为：

i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出量u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

进一步的，作为本发明实施例3中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法的一种具体实施方式，如图8所示，电流解耦控制器的计算过程为：

式中，G_PId(s)是电流环d轴PI调节器的传递函数，G_PIq(s)分别为电流环q轴PI调节器的传递函数，k为控制系数，调节k能够增加***的稳定性，ψ_f为永磁体磁链。

实施例4：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，如图9所示，采用了电流环控制器，电流环控制器的输入信号为i_d*、i_q*、d轴定子电流i_d、q轴定子电流i_q和转子电角速度ω_r，电流环控制器的输出信号为u_d*和u_q ^*，i_d*和i_q*是电机给定转矩T_e ^*通过最大转矩电流比控制分配得到给定电流，对电流环控制器的输入信号i_d*进行主动阻尼补偿，电流环控制器包括电流解耦控制器和稳定补偿器；稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出Δi_d，稳定补偿器的具体计算过程为：

u₁＝u_{dc_PF}

u₃＝u₂+u₁

式中，u_{dc_HPF}为母线电压u_dc经过高通滤波后的值，G_HPF(s)是高通滤波器的传递函数，ω_H等于2πf_HPF，f_HPF为高通滤波器的截止频率；u_{dc_PF}为滤波后电压u_{dc_HPF}经过第一低通滤波器后的值，G_LPF1(s)是第一低通滤波器的传递函数，ω_L1等于2πf_LPF1，f_LPF1为第一低通滤波器的截止频率；G_LPF2(s)是第二低通滤波器的传递函数，ω_L2等于2πf_LPF2，f_LPF2为第二低通滤波器的截止频率；λ为母线电压补偿系数，λ取1左右的值，n为阶数，n一般为2～4；

i_d ^*和Δi_d相乘后得到电流解耦控制器的输入i_d1*，i_q ^*和1相乘后得到电流解耦控制器的输入i_q1 ^*，则用公式表达为：

i_d1*、i_q1*、i_d、i_q和ω_r作为输入量在电流解耦控制器中处理后输出u_d ^*和u_q ^*，电流解耦控制器的输出量u_d ^*和u_q ^*即为电流环控制器的输出。

进一步的，作为本发明实施例4中所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法的一种具体实施方式，如图10所示，电流解耦控制器的计算过程为：

式中，G_PId(s)是电流环d轴PI调节器的传递函数，G_PIq(s)分别为电流环q轴PI调节器的传递函数，k为控制系数，调节k能够增加***的稳定性，ψ_f为永磁体磁链。

实施例5：一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，如图11所示，采用了MTPA查表模块，MTPA查表模块的输入信号为电机给定转矩T_e ^*，通过稳定补偿器对电机给定转矩T_e ^*进行主动阻尼补偿，稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出ΔT_e，ΔT_e的具体计算过程为：

u₁＝u_{dc_PF}

u₃＝u₂+u₁

式中，u_{dc_HPF}为母线电压u_dc经过高通滤波后的值，G_HPF(s)是高通滤波器的传递函数，ω_H等于2πf_HPF，f_HPF为高通滤波器的截止频率；u_{dc_PF}为滤波后电压u_{dc_HPF}经过第一低通滤波器后的值，G_LPF1(s)是第一低通滤波器的传递函数，ω_L1等于2πf_LPF1，f_LPF1为第一低通滤波器的截止频率；G_LPF2(s)是第二低通滤波器的传递函数，ω_L2等于2πf_LPF2，f_LPF2为第二低通滤波器的截止频率；λ为母线电压补偿系数，λ取1左右的值，n为阶数，n一般为2～4；

将ΔT_e加到电机给定转矩T_e ^*上实现抑制振荡。进一步的，作为本发明所述的一种永磁辅助同步磁阻电机的稳定性控制方法的一种具体实施方式，如图12所示，分段PWM调制模块采用多种调制方法相结合的分段调制方法，即在[0～f₀)时采用异步调制法，[f₀～f₁)时采用15分频同步调制法，[f₁～f₂)时采用12分频同步调制法，[f₂～f₃)时采用9分频同步调制法，[f₃～f₄)时采用7分频同步调制法，[f₄～f₅)时采用5分频同步调制法，[f₅～f₆)时采用3分频同步调制法，[f₆～f₇]采用方波调制方法,其中f₀为异步调制阶段开关频率的十五分之一，f₁为功率器件最高允许的开关频率的十五分之一，f₂为功率器件最高允许的开关频率的十二分之一，f₃为功率器件最高允许的开关频率的九分之一，f₄为功率器件最高允许的开关频率的七分之一，f₅为功率器件最高允许的开关频率的五分之一，f₆为功率器件最高允许的开关频率的三分之一，f₇为电机的最高频率。本实施例中，如图12所示，功率器件最高允许的开关频率为600Hz，异步调制阶段开关频率为450Hz，那么f₀＝450Hz/15＝30Hz，f₁＝600Hz/15＝40Hz，f₂＝600Hz/12＝50Hz，f₃＝600Hz/9＝66.66Hz，f₄＝600Hz/7＝85.71Hz，f₅＝600Hz/5＝120Hz，f₆＝600Hz/3＝200Hz，这里的f₁～f₆是“电机最高只能运行到”的频率，在开关频率和***允许的条件下是可以提前进入的。在城轨、地铁等大功率牵引***中，牵引逆变器的最高开关频率受到散热条件的限制往往只有几百赫兹，而牵引电机的运行频率最高可以达到300赫兹左右，如在整个调速范围内采用异步调制，载波比变化的范围大，且电机运行在高频段，电压利用率低，控制性能不佳。因此在采用PWM调制采用多种调制方法相结合的分段调制方法。分段调制方法在不同的电机频率下采用不同的调制策略。不同的调制策略的谐波分布是不一样的，***振荡与谐波分布也是有关的，当***发生振荡时，可通过切换当前调制方式至下一调制方法以改变谐波分布情况从而来缓解振荡，这使所述控制方法的抑制振荡的效果更好。比如具体实施例中，当电机运行在12分频同步调制方法时控制***发生振荡，这时可将调制算法切换到9分频同步调制方法，以改变谐波分布情况；当电机运行在9分频同步调制方法时控制***发生振荡，这时可将调制算法切换到7分频同步调制方法，以改变谐波分布情况；当电机运行在7分频同步调制方法时***发生振荡，这时可将调制算法切换到5分频同步调制方法，以改变谐波分布情况。

以上具体结构是对本发明的较佳实施例进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做出种种的等同变形或者替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。

Claims (2)

1.一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，采用了MTPA查表模块，MTPA查表模块的输入信号为电机给定转矩T_e ^*，其特征在于，通过稳定补偿器对电机给定转矩T_e ^*进行主动阻尼补偿，稳定补偿器包括高通滤波器、第一低通滤波器、第二低通滤波器和加法器，直流母线电压u_dc依次经过高通滤波器和第一低通滤波器处理后得到扰动电压u₁，直流母线电压u_dc经过第二低通滤波器处理后得到电压u₂，u₁和u₂经过加法器相加得到电压u₃，电压u₃带入公式

后，计算得到稳定补偿器的输出ΔT_e，将ΔT_e加到电机给定转矩T_e ^*上实现抑制振荡，公式中λ为母线电压补偿系数，n为阶数。

2.根据权利要求1所述的一种永磁辅助同步磁阻电机振荡抑制的控制方法，包括分段PWM调制模块，其特征在于，分段PWM调制模块采用多种调制方法相结合的分段调制方法，当控制***发生振荡时，将当前的调制方法切换至下一调制方法；分段调制方法分别为：在[0～f₀)时采用异步调制法，[f₀～f₁)时采用15分频同步调制法，[f₁～f₂)时采用12分频同步调制法，[f₂～f₃)时采用9分频同步调制法，[f₃～f₄)时采用7分频同步调制法，[f₄～f₅)时采用5分频同步调制法，[f₅～f₆)时采用3分频同步调制法，[f₆～f₇]采用方波调制方法；其中f₀为异步调制阶段开关频率的十五分之一，f₁为功率器件最高允许的开关频率的十五分之一，f₂为功率器件最高允许的开关频率的十二分之一，f₃为功率器件最高允许的开关频率的九分之一，f₄为功率器件最高允许的开关频率的七分之一，f₅为功率器件最高允许的开关频率的五分之一，f₆为功率器件最高允许的开关频率的三分之一，f₇为电机的最高频率。

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