CN110855202A - 牵引***直流侧振荡抑制方法、牵引***控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种牵引***直流侧振荡抑制方法、牵引***控制方法，将直流侧电压经过低通滤波得到消除高频分量的直流电压后，在通过低通滤波、高通滤波与幅值补偿后，得到实际电压振荡量，消除高频分量的直流电压与实际电压振荡量相减得到直流电压稳态量；将直流侧电压经过低通滤波、考虑调制延时的高通滤波与幅值补偿后，提取超前电压振荡量；根据直流电压稳态量与超前电压振荡量，确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k与补偿的转差频率；根据补偿的转差频率，确定补偿后的实际转差频率；根据补偿后的实际转差频率，计算振荡抑制时实际作用电机定子频率。本发明通过软件补偿的方法进行直流侧振荡抑制，实时快速对牵引***直流侧振荡有效抑制。

Description

牵引***直流侧振荡抑制方法、牵引***控制方法

技术领域

本发明属于直流侧振荡抑制技术领域，尤其涉及一种轨道列车用牵引***直流侧振荡抑制方法、牵引***控制方法。

背景技术

牵引***作为列车的动力源，其运行性能的好坏决定了列车的稳定性、舒适性及可靠性。地铁牵引***通常由24脉波不控整流桥整流成直流供电，主电路主要由LC滤波器(滤波电抗器及支撑电容)组成。直流侧LC滤波器的滤波电抗器及支撑电容受到牵引***空间及重量限制，参数不易选取太大，导致***阻尼系数较小。况且正式开通运营时，线路上运行车辆较多，牵引制动工况各异，前期滤波参数选择很难满足***稳定性。另外，牵引***通常采用矢量或直接转矩控制方法，当牵引功率加大后，从直流侧来看，在该控制策略下牵引***呈负阻抗特性，***阻尼系数减小，从而引起直流侧电压及电流振荡，电机输出转矩波动，车辆纵向走行抖动。若不及时采取抑制措施，电压、电流振荡将进一步发散，严重时牵引变流器报出过压、过流等故障封锁变流器。不仅影响乘坐舒适性，长时间运营还会对牵引***故障率以及齿轮箱、联轴结的寿命造成一定影响，导致车辆稳定性及可靠性降低。

目前，对直流侧振荡抑制有两种方法。第一种方法采用斩波电阻从硬件上进行振荡抑制，通过低通滤波器提取直流电压稳态值作为斩波电阻参考开启阈值，当实际电压高于开启阈值时，斩波电阻开始动作，吸收振荡能量。此种方法相当于在原有的LC滤波器支撑电容两端并入一台斩波电阻,振荡时通过开启电阻来破坏谐振，避免振荡发散。此方法虽简单易行，但只能把电压、电流振荡范围控制在一定范围之内，并不能完全消除振荡。并且越来越多的线路开始采用地面电阻或能馈吸收制动能量，牵引***仅装配小功率过压抑制电阻。频繁开启过压抑制电阻，易引起电阻超温及老化。

另一种方法通过直流电压波动量修正给定转矩或补偿交、直轴电压从软件上来进行振荡抑制。受散热条件限制，地铁牵引***功率器件开关频率限制在几百Hz以内，因此，在中高速段要进行分段同步调制。由于地铁牵引***需具备良好的控制性能及诸多逻辑保护，因此其控制平台通常采用DSP+FPGA架构，DSP与FPGA之间通过双口RAM或快速通信协议进行实时通信，DSP在PWM中断中进行不同载波比下的比较值、周期值计算，FPGA负责PWM脉冲的生成，并触发DSP执行PWM中断。DSP在进入PWM中断后立即执行计算，FPGA只在计数周期开始时读取比较值、周期值。因此，此种模式从DSP计算到FPGA执行并实际作用到牵引变流器，会固定存在约一个周期的延时。当载波比较高时延时也较小，对振荡抑制影响不大，但当载波比较低时延时较大，最大可达几毫秒，对抑制的影响不得不考虑。现有方法并未对低载波比下振荡电压相位、幅值进行实时修正，振荡抑制适应性较差。另外，补偿给定转矩是对整个闭环***的输入量进行修改，***响应速度不够快；由于方波区电机电压不可调，补偿较、直轴电压只实用于非方波区。因此，目前的两种方法都存在一定的局限性。

因此，针对上述直流侧振荡抑制方法存在的局限性，研究一种可在全速域不同载波比下，实时快速对牵引***直流侧振荡有效抑制的方法显得尤为重要。

发明内容

本发明在解决上述直流侧振荡抑制方法不足的基础上提供了一种牵引***直流侧振荡抑制方法、牵引***控制方法，可在全速域不同载波比下实时快速对直流侧振荡进行有效抑制。

为了实现上述目的，本发明提供了一种牵引***直流侧振荡抑制方法，包括：

将直流侧电压u_dc经过低通滤波，得到消除高频分量的直流电压u_{dc_f}，将直流侧电压u_dc再经过低通滤波、高通滤波与幅值补偿后，得到实际电压振荡量u_{os_f}，消除高频分量的直流电压u_{dc_f}与实际电压振荡量u_dc相减得到直流电压稳态量u_st；

将直流侧电压u_dc经过低通滤波、考虑调制延时的高通滤波与幅值补偿后，提取超前电压振荡量u_{os_r}；

根据直流电压稳态量u_st与超前电压振荡量u_{os_r}，确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k与补偿的转差频率Δf_os，即Δf_os＝k*Δf_c，其中：Δf_c为振荡抑制补偿前给定的计算转差频率；

根据补偿的转差频率Δf_os，确定补偿后的实际转差频率Δf，即Δf＝Δf_c+Δf_os；

根据补偿后的实际转差频率Δf，计算振荡抑制时实际作用电机定子频率f_s，即f_s＝f_r+Δf,其中：f_r为电机转子频率。

优选的，将直流侧电压u_dc经过低通滤波、考虑调制延时的高通滤波与幅值补偿后，提取超前电压振荡量u_{os_r}的方法为：

计算超前电压振荡量需超前角度θ_fd；

计算直流侧电压u_dc经过低通滤波后的低通滤波滞后角度θ_Ld与低通滤波幅值衰减度A_L；

计算高通滤波需超前角度θ_Ha与高通滤波幅值衰减度A_H；

根据低通滤波幅值衰减度A_L与高通滤波幅值衰减度A_H，确定超前电压振荡量幅值补偿系数λ，即λ＝1/(A_LA_H)；

根据超前电压振荡量幅值补偿系数λ，确定幅值补偿后的电压振荡量u_{os_r}，即u_{os_r}＝λ*u_os，其中：u_os为带通滤波后未补偿电压波动量。

优选的，计算超前电压振荡量需超前角度θ_fd的方法为：

由牵引***直流侧电抗器与支撑电压参数计算直流侧电压振荡频率f_e与振荡周期T_e，即

其中，L为直流电抗器值，C为支撑电容值；

根据给定的振荡补偿前电机定子频率f_sc与每个基波周期PWM中断执行次数N，计算调制延时时间T_d，即T_d≈1/(f_sc*N)；

根据振荡周期T_e与调制延时时间T_d，计算电压振荡量需超前角度θ_fd，即θ_fd＝(T_d/T_e)*2π。

优选的，计算直流侧电压u_dc经过低通滤波后的低通滤波滞后角度θ_Ld与低通滤波幅值衰减度A_L的方法为：

根据：

计算直流侧电压u_dc经过低通滤波后的低通滤波滞后角度θ_Ld与低通滤波幅值衰减度A_L；

其中:ω_L为低通滤波器截止角频率,ω_e为电压振荡角频率，ω_e＝2πf_e。

优选的，计算高通滤波需超前角度θ_Ha与高通滤波幅值衰减度A_H的方法为：

根据电压振荡量需超前角度θ_fd与低通滤波滞后角度θ_Ld，确定高通滤波需超前角度θ_Ha，θ_Ha＝|θ_fd|+θ_Ld；

根据高通滤波需超前角度θ_Ha，计算高通滤波器的截止角频率ω_H，ω_H＝tanθ_Ha*ω_e；

根据：

确定截止角频率ω_H下的高通滤波幅值衰减度A_H。

优选的，根据直流电压稳态量u_st与超前电压振荡量u_{os_r}，确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k的方法为：

根据：

确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k。

本发明还提供了一种牵引***控制方法，采用所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，包括：

由定子三相电流检测值i_a、i_b、i_c经过Clarke变换与Park变换后，转换为d、q轴旋转坐标系下的交、直轴电流反馈值i'_q、i'_d；

根据给定的转子磁链

与输出转矩T^*，进行交、直轴电流计算，得到直轴电流与交轴电流

将直轴电流

与直轴电流反馈值i'_d的偏差信号、交轴电流

与交轴电流反馈值i'_q的偏差信号分别通过PI调制器，得到直轴电压PI值Δu_d与交轴电压PI值Δu_q；

将直轴电流

与交轴电流

通过交、直轴电压前馈解耦，得到直轴电压前馈解耦值

与交轴电压前馈解耦值

将直轴电压前馈解耦值

与直轴电压PI值Δu_d进行加法运算，将交轴电压前馈解耦值与交轴电压PI值Δu_q进行加法运算，得到直轴电压给定值

与交轴电压给定值

将直轴电压给定值

交轴电压给定值

进行电机电压计算，得到目标电压值

根据直轴电流

与交轴电流

计算给定转差频率，并与磁场定向矫正补偿转差率Δf_Ψ相加得到振荡抑制补偿前给定的计算转差频率Δf_c；

根据电机定子频率f_s，确定目标频率

根据目标电压值

与目标频率

对变流器进行PWM调制。

现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：

(1)本发明提供了一种牵引***直流侧振荡抑制方法，并根据该直流侧振荡抑制方法提供了相应的牵引***控制方法。采用软件抑制方法，通过简单易实现的带通滤波器对电压振荡量进行提取。考虑低载波比下调制延时较大及带通滤波器对所提取量带来的相位、幅值影响，实时调整高通滤波器截止频率来补偿相位，并根据所选低通、高通滤波器幅值衰减度来补偿幅值。

(2)本发明通过软件补偿的方法进行直流侧振荡抑制，不需要依靠硬件斩波电阻，避免了由于电阻长时间动作超温导致抑制失效，且不能完全消除振荡的问题。根据不同载波比下调制延时并考虑相关滤波器带来的相位、幅值影响，实时对振荡电压相位、幅值进行修正，保证了直流振荡抑制时所采用的电压振荡量为当前实际振荡电压。利用所提取的电压振荡量及稳态量直接去补偿转差频率，对***带宽影响较小，能够实时快速响应振荡抑制。本发明只对转差频率进行补偿，在满电压进入方波调制后依然适用，可用于牵引***运行的全速域区间。

附图说明

图1为本发明实施例直流侧振荡抑制方法流程图；

图2为本发明实施例直流侧振荡抑制方法控制策略框图；

图3为本发明实施例PWM脉冲调制方法原理图；

图4为本发明实施例PWM脉冲实际作用延时示意图；

图5为本发明实施例直流电压振荡量及稳态量提取示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的描述。

参考图1、图2所示，本发明实施例提供了一种牵引***直流侧振荡抑制方法，可以用于轨道列车牵引***控制，具体包括以下步骤：

(S101)、牵引***主电路的“LC滤波器”由直流电抗器和支撑电容组成，通常在其谐振频率点最易发生振荡。因此，可由牵引***直流侧直流电抗器及支撑电容参数计算振荡频率及周期，具体公式如下所示：

式中，f_e为直流侧电压振荡频率，T_e为振荡周期，L为直流电抗器值，C为支撑电容值。

(S102)、目前牵引控制器控制核心通常采用DSP+FPGA架构，DSP主要负责牵引控制及调制算法执行，FPGA主要负责外部数据采集、PWM脉冲发生、触发DSP执行PWM中断等，如图3所示。采用DSP+FPGA架构，此种模式从DSP计算到FPGA执行并实际作用到牵引变流器，会固定存在约一个周期的延时，如图4所示。根据当前给定电机定子频率及载波比可近似计算调制延时，计算公式表示为：

T_d≈1/(f_sc*N)

式中，T_d为调制延时，f_sc为振荡补偿前根据给定计算的定子频率，N为每个基波周期PWM中断执行次数比。

(S103)、本实施例中通过提取超前电压振荡量去实时抑制振荡，因此超前电压振荡量的提取准确度决定了振荡抑制的效果。

由于调制延时存在，为了保证实际振荡抑制时所用的是当前时刻振荡电压，提取电压振荡量时需超前一定角度θ_fd。依据步骤(S101)所得振荡周期T_e及步骤(S102)所得调制延时时间T_d可得电压振荡量需超前角度θ_fd，计算公式表示为：θ_fd＝(T_d/T_e)*2π。

(S104)、电压振荡量可通过低通加高通组成的带通滤波器进行提取，如图5所示。由于低通滤波器固有的角度滞后、幅值衰减特性，提取超前电压振荡量时需进行相位及幅值补偿。低通滤波滞后角度及幅值衰减可由下式表示：

式中，θ_Ld为低通滤波滞后角度、A_L为低通滤波幅值衰减度，ω_L为低通滤波器截止角频率，ω_e为电压振荡角频率，ω_e＝2πf_e，低通滤波器截止角频率ω_L可选取1.5～2倍的振荡频率ω_e。

(S105)、确定高通滤波器截止频率。电压振荡量需超前角度及低通滤波滞后角度之和为高通滤波需要超前的角度。根据步骤(S103)的电压振荡量需超前角度θ_fd及步骤(S104)的低通滞后角度θ_Ld计算高通滤波需要超前的角度θ_Ha，表示为：

θ_Ha＝|θ_fd|+θ_Ld

式中，θ_Ha为高通滤波器需超前角度。

由高通滤波器角度超前公式θ_Ha＝arctan(ω_H/ω_e)，可推算出高通滤波器的截止角频率，表示为：

ω_H＝tanθ_Ha*ω_e

式中，ω_H为高通滤波器截止角频率。

则在该截止角频率ω_H下高通滤波幅值衰减度A_H可由下式表示：

(S106)、电压振荡量幅值补偿。直流振荡电压经带通滤波器后，所提取的电压振荡量幅值衰减度为低通与高通衰减度之积。因此，超前电压振荡量幅值补偿系数λ可表示为：

λ＝1/A_B＝1/(A_LA_H)

式中，A_B为带通滤波后电压振荡量衰减度。

幅值补偿后的电压振荡量可表示为：

u_{os_r}＝λ*u_os

式中，u_{os_r}为幅值补偿后电压振荡量，u_os为带通滤波后未补偿电压波动量。

(S107)、提取直流电压稳态量u_st。将直流侧电压u_dc经过一个截止频率较高的低通滤波器得到消除高频分量的直流电压u_{dc_f}，将直流侧电压u_dc再经过低通滤波、高通滤波与幅值补偿后，得到实际电压振荡量u_{os_f}，消除高频分量的直流电压与实际电压振荡量相减得到直流电压稳态量u_os，表示为：u_st＝u_{dc_f}-u_{os_f}。

(S108)、由步骤(S106)及步骤(S107)所得的超前电压振荡量u_{os_r}及电压稳态量u_st计算直流振荡抑制时转差频率补偿系数k，表示为：

牵引模式下正补偿，振荡电压升高时通过增大牵引功率即加大转差频率进行振荡抑制。制动模式下反补偿，振荡电压升高时通过降低电制动功率即减小转差频率进行振荡抑制。

则振荡抑制时补偿的转差频率Δf_os，表示为：

Δf_os＝k*Δf_c

式中，Δf_c为振荡抑制补偿前给定计算转差频率。

为了防止过补偿破坏***稳定性，在进行振荡抑制时需对补偿转差频率进行正负限幅处理。

(S109)、补偿后实际转差频率Δf，表示为：

Δf＝Δf_c+Δf_os＝(1+k)*Δf_c

则振荡抑制时实际作用电机定子频率f_s，可表示为：

f_s＝f_r+Δf

式中，f_r为电机转子频率。

DSP的PWM中断根据电机定子频率f_s及电机电压U_s去实时计算PWM脉冲比较值及周期值。

(S110)、DSP将周期值、比较值通过双口RAM或者高速通信协议发送给FPGA,计算所得的载波比N供步骤(S102)计算调制延时用。

(S111)、FPGA根据接收到的周期、比较值执行PWM脉冲，同时在周期值零点处触发DSP执行下一个PWM中断。

根据上述的直流侧振荡抑制方法，本发明还提供了相应的牵引***控制方法，参考图2所示，包括：

由定子三相电流检测值i_a、i_b、i_c经过Clarke变换与Park变换后，转换为d、q轴旋转坐标系下的交、直轴电流反馈值i'_q、i'_d；

根据给定的转子磁链

与输出转矩T^*，进行交、直轴电流计算，得到直轴电流

与交轴电流

将直轴电流

与直轴电流反馈值i'_d的偏差信号、交轴电流与交轴电流反馈值i'_q的偏差信号分别通过PI调制器，得到直轴电压PI值Δu_d与交轴电压PI值Δu_q；

将直轴电流

与交轴电流

通过交、直轴电压前馈解耦，得到直轴电压前馈解耦值

与交轴电压前馈解耦值

将直轴电压前馈解耦值

与直轴电压PI值Δu_d进行加法运算，将交轴电压前馈解耦值

与交轴电压PI值Δu_q进行加法运算，得到直轴电压给定值

与交轴电压给定值

将直轴电压给定值

交轴电压给定值

进行电机电压计算，得到目标电压值

根据直轴电流与交轴电流计算给定转差频率，并与磁场定向矫正补偿转差率Δf_Ψ相加得到振荡抑制补偿前给定的计算转差频率Δf_c；

根据电机定子频率f_s，确定目标频率

根据目标电压值

与目标频率

对变流器进行PWM调制。

综上，本发明的牵引***直流侧振荡抑制方法，采用软件抑制方法，通过简单易实现的带通滤波器对电压振荡量进行提取。考虑低载波比下调制延时较大及带通滤波器对所提取量带来的相位、幅值影响，实时调整高通滤波器截止频率来补偿相位，并根据所选低通、高通滤波器幅值衰减度来补偿幅值。通过所提取电压振荡量与电压稳态量直接补偿转差频率，对***带宽影响较小，能够实时快速抑制直流振荡。本发明通过软件补偿的方法进行直流侧振荡抑制，不需要依靠硬件斩波电阻，避免了由于电阻长时间动作超温导致抑制失效，且不能完全消除振荡的问题。根据不同载波比下调制延时并考虑相关滤波器带来的相位、幅值影响，实时对振荡电压相位、幅值进行修正，保证了直流振荡抑制时所采用的电压振荡量为当前实际振荡电压。利用所提取的电压振荡量及稳态量直接去补偿转差频率，对***带宽影响较小，能够实时快速响应振荡抑制。本发明只对转差频率进行补偿，在满电压进入方波调制后依然适用，可用于牵引***运行的全速域区间。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (7)

1.一种牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，包括：

将直流侧电压u_dc经过低通滤波，得到消除高频分量的直流电压u_{dc_f}，将直流侧电压u_dc再经过低通滤波、高通滤波与幅值补偿后，得到实际电压振荡量u_{os_f}，消除高频分量的直流电压u_{dc_f}与实际电压振荡量u_dc相减得到直流电压稳态量u_st；

将直流侧电压u_dc经过低通滤波、考虑调制延时的高通滤波与幅值补偿后，提取超前电压振荡量u_{os_r}；

根据直流电压稳态量u_st与超前电压振荡量u_{os_r}，确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k与补偿的转差频率Δf_os，即Δf_os＝k*Δf_c，其中：Δf_c为振荡抑制补偿前给定的计算转差频率；

根据补偿的转差频率Δf_os，确定补偿后的实际转差频率Δf，即Δf＝Δf_c+Δf_os；

根据补偿后的实际转差频率Δf，计算振荡抑制时实际作用电机定子频率f_s，即f_s＝f_r+Δf,其中：f_r为电机转子频率。

2.根据权利要求1所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，将直流侧电压u_dc经过低通滤波、考虑调制延时的高通滤波与幅值补偿后，提取超前电压振荡量u_{os_r}的方法为：

计算超前电压振荡量需超前角度θ_fd；

计算直流侧电压u_dc经过低通滤波后的低通滤波滞后角度θ_Ld与低通滤波幅值衰减度A_L；

计算高通滤波需超前角度θ_Ha与高通滤波幅值衰减度A_H；

根据低通滤波幅值衰减度A_L与高通滤波幅值衰减度A_H，确定超前电压振荡量幅值补偿系数λ，即λ＝1/(A_LA_H)；

根据超前电压振荡量幅值补偿系数λ，确定幅值补偿后的电压振荡量u_{os_r}，即u_{os_r}＝λ*u_os，其中：u_os为带通滤波后未补偿电压波动量。

3.根据权利要求2所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，计算超前电压振荡量需超前角度θ_fd的方法为：

由牵引***直流侧电抗器与支撑电压参数计算直流侧电压振荡频率f_e与振荡周期T_e，即

其中，L为直流电抗器值，C为支撑电容值；

根据给定的振荡补偿前电机定子频率f_sc与每个基波周期PWM中断执行次数N，计算调制延时时间T_d，即T_d≈1/(f_sc*N)；

根据振荡周期T_e与调制延时时间T_d，计算电压振荡量需超前角度θ_fd，即θ_fd＝(T_d/T_e)*2π。

4.根据权利要求3所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，计算直流侧电压u_dc经过低通滤波后的低通滤波滞后角度θ_Ld与低通滤波幅值衰减度A_L的方法为：

根据：

计算直流侧电压u_dc经过低通滤波后的低通滤波滞后角度θ_Ld与低通滤波幅值衰减度A_L；

其中:ω_L为低通滤波器截止角频率,ω_e为电压振荡角频率，ω_e＝2πf_e。

5.根据权利要求4所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，计算高通滤波需超前角度θ_Ha与高通滤波幅值衰减度A_H的方法为：

根据电压振荡量需超前角度θ_fd与低通滤波滞后角度θ_Ld，确定高通滤波需超前角度θ_Ha，θ_Ha＝|θ_fd|+θ_Ld；

根据高通滤波需超前角度θ_Ha，计算高通滤波器的截止角频率ω_H，ω_H＝tanθ_Ha*ω_e；

根据：

确定截止角频率ω_H下的高通滤波幅值衰减度A_H。

6.根据权利要求1-5任一项所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，根据直流电压稳态量u_st与超前电压振荡量u_{os_r}，确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k的方法为：

根据：

确定直流振荡抑制时的转差频率补偿系数k。

7.一种牵引***控制方法，采用权利要求1-6任一项所述的牵引***直流侧振荡抑制方法，其特征在于，包括：

由定子三相电流检测值i_a、i_b、i_c经过Clarke变换与Park变换后，转换为d、q轴旋转坐标系下的交、直轴电流反馈值i'_q、i'_d；

根据给定的转子磁链

与输出转矩T^*，进行交、直轴电流计算，得到直轴电流

与交轴电流

将直轴电流

与直轴电流反馈值i'_d的偏差信号、交轴电流

与交轴电流反馈值i'_q的偏差信号分别通过PI调制器，得到直轴电压PI值Δu_d与交轴电压PI值Δu_q；

将直轴电流

与交轴电流

通过交、直轴电压前馈解耦，得到直轴电压前馈解耦值

与交轴电压前馈解耦值

将直轴电压前馈解耦值

与直轴电压PI值Δu_d进行加法运算，将交轴电压前馈解耦值与交轴电压PI值Δu_q进行加法运算，得到直轴电压给定值

与交轴电压给定值

将直轴电压给定值

交轴电压给定值

进行电机电压计算，得到目标电压值

根据直轴电流

与交轴电流

计算给定转差频率，并与磁场定向矫正补偿转差率Δf_Ψ相加得到振荡抑制补偿前给定的计算转差频率Δf_c；

根据电机定子频率f_s，确定目标频率

根据目标电压值

与目标频率

对变流器进行PWM调制。

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