CN112636596A - 一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器 - Google Patents

一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，包括电流反馈电路、控制电路、MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路；本发明通过三种模式控制施加在阻尼器线圈两端的电压，以达到快速跟随期望电流并降低稳态电流波动量的目的。

Description

一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器
技术领域
本发明涉及磁流变阻尼器控制领域，具体是一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器。
背景技术
磁流变阻尼器由于其阻尼特性可以随其线圈电流的变化而改变，被越来越多地应用于汽车，建筑等领域，以衰减振动。但是由于线圈感抗的存在使得电流很难快速变化。于是磁流变阻尼器的电流驱动器被设计了出来，以加快电流的响应速度。但是，传统的单MOS管组成的电流驱动器(斩波电路)只能在电流上升沿加快电流的响应，而无法在电流的下降沿加快响应速度。传统的双MOS组成的两极性电流驱动器(半桥电路)虽然可以同时加快电流在上升沿和下降沿中的响应速度，但是，只能在磁流变阻尼器两端施加正负两种极性的电压，而正负极的切换会引起线圈较大的自感电动势，使得电路中的电压有较大的冲击波动。此外，通过正负两种电压调节输出的电流的波动较大。两极性电流驱动器的以上两个问题会在为进一步加快电流响应速度而提高H桥的电源电压时加剧。
因此现有技术中存在双极性电流驱动器对电压和电流造成的波动较大的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，包括电流反馈电路、控制电路、MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路。
所述电流反馈电路监测磁流变阻尼器线圈中的电流，并将监测电流发送至控制电路。
优选的，所述电流反馈电路为与磁流变阻尼器线圈串联的霍尔式电流传感器。
优选的，所述电流反馈电路为与磁流变阻尼器线圈串联的采样电阻。
所述控制电路接收外部的期望电流I(k)和电流反馈电路发送的监测电流i(k)，并根据期望电流I(k)、监测电流i(k)确定两路PWM信号的占空比。
所述控制电路确定两路PWM信号的占空比的方法为：所述控制电路计算广义占空比Duty(k)。
当广义占空比Duty(k)≥0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为Duty(k)，第二路PWM信号PWM2的占空比为0。
当广义占空比Duty(k)<0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为0，第二路PWM信号PWM2的占空比为-Duty(k)。
控制电路计算广义占空比Duty(k)的方法为PID控制算法。
广义占空比
Figure BDA0002799449690000021
Figure BDA0002799449690000022
其中，KP为比例系数；KI为积分系数；Kd为微分系数；k为当前时刻；j为零时刻至当前时刻k之间的任意时刻。
外部的期望电流I(k)由上位机传输至控制电路。
所述控制电路生成两路PWM信号，并发送至MOS管驱动电路。
所述MOS管驱动电路接收到两路PWM信号后，生成开关管控制信号，从而控制全桥电路中MOS管的通断。
所述MOS管驱动电路包括隔离电路和H桥驱动电路。
所述隔离电路连接在控制电路和H桥驱动电路之间。
所述H桥驱动电路将第一路PWM信号PWM1转换为控制信号pwm1、控制信号
Figure BDA0002799449690000023
其中，pwm1、
Figure BDA0002799449690000024
互为反相信号。PWM1与pwm1为同相信号。
所述H桥驱动电路将第二路PWM信号PWM2转换为控制信号pwm2、控制信号
Figure BDA0002799449690000025
pwm2、
Figure BDA0002799449690000026
互为反相信号。PWM2与pwm2为同相信号。
所述全桥电路通过MOS管的通断情况控制施加在磁流变阻尼器线圈两端的电压。
全桥电路和磁流变阻尼器线圈的电路连接关系如下：
所述全桥电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4。
MOS管Q1的栅极接收控制信号pwm1，源极串联磁流变阻尼器线圈后连接MOS管Q2的源极，漏极串联MOS管Q2的漏极。
MOS管Q1的源极串联MOS管Q3的漏极。MOS管Q3的栅极接收控制信号
Figure BDA0002799449690000027
源极接地。
MOS管Q2的栅极接收控制信号pwm2，源极串联MOS管Q4的漏极。
MOS管Q4的栅极接收控制信号
Figure BDA0002799449690000028
源极接地。
两路PWM信号与施加在线圈两端的电压的对应关系如下：
当第一路PWM信号PWM1为高电平，第二路PWM信号PWM2为低电平时，MOS管Q1和MOS管Q4导通，MOS管Q2和MOS管Q3关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为正向电源电压。
当第一路PWM信号PWM1为低电平，第二路PWM信号PWM2为低电平时，MOS管Q3和MOS管Q4导通，MOS管Q1和MOS管Q2关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为零电压。
当第一路PWM信号PWM1为低电平，第二路PWM信号PWM2为高电平时，MOS管Q2和MOS管Q3导通，MOS管Q1和MOS管Q4关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为反向电源电压。
本发明的技术效果是毋庸置疑的，本发明提供的电流驱动器可以加快电流响应速度，同时可以降低对电流的冲击。本发明通过三种模式控制施加在阻尼器线圈两端的电压，以达到快速跟随期望电流的目的。此外，本发明可以实现对电流的双向控制。
附图说明
图1为本发明三极性电流驱动器的结构图；
图2为本发明三极性电流驱动器的流程图；
图3为本发明三极性电流驱动器提供正电压时电流快速升高的情况；
图4为本发明三极性电流驱动器提供零电压时电流缓慢衰减的情况；
图5为本发明三极性电流驱动器提供负电压时电流快速降低的情况；
图6(a)为本发明三极性电流驱动器在阻尼器线圈两端的电压；
图6(b)为两极性电流驱动器在阻尼器线圈两端的电压；
图7(a)两极性电流驱动器的阶跃控制效果；
图7(b)为本发明三极性电流驱动器的阶跃控制效果。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。
实施例1：
参见图1至图7，一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，包括电流反馈电路、控制电路、MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路。
所述电流反馈电路监测磁流变阻尼器线圈中的电流，并将监测电流发送至控制电路。
所述电流反馈电路为与磁流变阻尼器线圈串联的霍尔式电流传感器。
所述控制电路接收外部的期望电流I(k)和电流反馈电路发送的监测电流i(k)，并根据期望电流I(k)、监测电流i(k)确定两路PWM信号的占空比。
所述控制电路确定两路PWM信号的占空比的方法为：所述控制电路根据PID控制算法计算广义占空比Duty(k)。广义占空比
Figure BDA0002799449690000041
Figure BDA0002799449690000042
其中，KP为比例系数。KI为积分系数。k为当前时刻。j为零时刻至当前时刻k之间的任意时刻。I(k)、I(j)、I(k-1)为k-1时刻、j时刻、k-1时刻的期望电流。i(k)、i(j)、i(k-1)为k-1时刻、j时刻、k-1时刻的监测电流。Kd为微分系数。
外部的期望电流I(k)由上位机传输至控制电路。
所述控制电路生成两路PWM信号，并发送至MOS管驱动电路。
所述控制电路为微处理器MCU。
所述MOS管驱动电路接收到两路PWM信号后，生成开关管控制信号，从而控制全桥电路中MOS管的通断。
所述MOS管驱动电路包括隔离电路和H桥驱动电路。
所述隔离电路连接在控制电路和H桥驱动电路之间。
隔离电路可采用SN74HCT244或74LVC245A芯片，用以保护控制电路。
所述H桥驱动电路将第一路PWM信号PWM1转换为控制信号pwm1、控制信号
Figure BDA0002799449690000043
其中，pwm1、
Figure BDA0002799449690000044
互为反相信号。PWM1与pwm1为同相信号。
所述H桥驱动电路将第二路PWM信号PWM2转换为控制信号pwm2、控制信号
Figure BDA0002799449690000045
pwm2、
Figure BDA0002799449690000046
互为反相信号。PWM2与pwm2为同相信号。
所述全桥电路通过MOS管的通断情况控制施加在磁流变阻尼器线圈两端的电压。
全桥电路和磁流变阻尼器线圈的电路连接关系如下：
所述全桥电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4。
MOS管Q1的栅极接收控制信号pwm1，源极串联磁流变阻尼器线圈后连接MOS管Q2的源极，漏极串联MOS管Q2的漏极。
MOS管Q1的源极串联MOS管Q3的漏极。MOS管Q3的栅极接收控制信号
Figure BDA0002799449690000051
源极接地。
MOS管Q2的栅极接收控制信号pwm2，源极串联MOS管Q4的漏极。
MOS管Q4的栅极接收控制信号
Figure BDA0002799449690000052
源极接地。
磁流变阻尼器线圈等效于串联的电感L和电阻R。
当电路中的实际电流为正向电流时，则其在全桥电路各开关管不同的通断情况下的变化情况如下：
当第一路PWM信号PWM1为高电平，第二路PWM信号PWM2为低电平时，MOS管Q1和MOS管Q4导通，MOS管Q2和MOS管Q3关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为正向电源电压E，线圈中电流快速上升，如图3所示。
当第一路PWM信号PWM1为低电平，第二路PWM信号PWM2为低电平时，MOS管Q3和MOS管Q4导通，MOS管Q1和MOS管Q2关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为零电压，线圈中电流仅靠回路中的电阻缓慢衰减，如图4所示。
当第一路PWM信号PWM1为低电平，第二路PWM信号PWM2为高电平时，MOS管Q2和MOS管Q3导通，MOS管Q1和MOS管Q4关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为反向电源电压-E，线圈中电流快速下降，如图5所示。
当电路中的实际电流为负向电流时，可根据电流电压同向则电流的大小增加，电流电压反向则电流的大小降低的规律得到以上三种电压下电流的变化情况。
由此可见，不管实际电流如何，通过合理调节全桥电路中个开关管的通断皆可使其迅速达到期望的电流水平。
根据以上控制原理，当期望电流突然高于正向的实际电流时，广义占空比Duty(k)为正，并迅速升高，导致Q1的导通时间迅速升高，Q3的导通时间迅速降低，Q2一直关闭，Q4一直导通，使得线圈两端的有效正电压的大小迅速升高，最终实现实际电流迅速跟上期望电流；即当广义占空比Duty(k)≥0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为Duty(k)，第二路PWM信号PWM2的占空比为0。
当期望电流突然低于正向的实际电流时，广义占空比Duty(k)为负，并迅速降低，导致Q2的导通时间迅速升高，Q4的导通时间迅速降低，Q1一直关闭，Q3一直导通，使得线圈两端的有效负电压的大小迅速升高，最终实现实际电流迅速跟上期望电流。即当广义占空比Duty(k)<0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为0，第二路PWM信号PWM2的占空比为-Duty(k)。
因此，本电流驱动器对于期望电流的上升沿和下降沿均有较好的跟随效果。
实施例2：
参见图1至图7，一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，包括电流反馈电路、控制电路、MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路。
所述电流反馈电路监测磁流变阻尼器线圈中的电流，并将监测电流发送至控制电路。
所述电流反馈电路为与磁流变阻尼器线圈串联的采样电阻。
所述控制电路接收外部的期望电流I(k)和电流反馈电路发送的监测电流i(k)，并根据期望电流I(k)、监测电流i(k)确定两路PWM信号的占空比。
所述控制电路确定两路PWM信号的占空比的方法为：所述控制电路计算广义占空比Duty(k)。
当广义占空比Duty(k)≥0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为Duty(k)，第一路PWM信号PWM2的占空比为0。
当广义占空比Duty(k)<0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为0，第一路PWM信号PWM2的占空比为-Duty(k)。
控制电路计算广义占空比Duty(k)的方法为PID控制算法。
外部的期望电流I(k)由上位机传输至控制电路。
所述控制电路生成两路PWM信号，并发送至MOS管驱动电路。
所述MOS管驱动电路接收到两路PWM信号后，生成开关管控制信号，从而控制全桥电路中MOS管的通断。
所述MOS管驱动电路包括隔离电路和H桥驱动电路。
所述隔离电路连接在控制电路和H桥驱动电路之间。
所述H桥驱动电路将第一路PWM信号PWM1转换为控制信号pwm1、控制信号
Figure BDA0002799449690000061
其中，pwm1、
Figure BDA0002799449690000062
互为反相信号。PWM1与pwm1为同相信号。
所述H桥驱动电路将第二路PWM信号PWM2转换为控制信号pwm2、控制信号
Figure BDA0002799449690000071
pwm2、
Figure BDA0002799449690000072
互为反相信号。PWM2与pwm2为同相信号。
所述全桥电路通过MOS管的通断情况控制施加在磁流变阻尼器线圈两端的电压。
全桥电路和磁流变阻尼器线圈的电路连接关系如下：
所述全桥电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4。
MOS管Q1的栅极接收控制信号pwm1，源极串联磁流变阻尼器线圈后连接MOS管Q2的源极，漏极串联MOS管Q2的漏极。
MOS管Q1的源极串联MOS管Q3的漏极。MOS管Q3的栅极接收控制信号
Figure BDA0002799449690000073
源极接地。
MOS管Q2的栅极接收控制信号pwm2，源极串联MOS管Q4的漏极。
MOS管Q4的栅极接收控制信号
Figure BDA0002799449690000074
源极接地。
实施例3：
参见图1至图7，一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，包括电流反馈电路、控制电路、MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路。包括电流反馈电路、控制电路、MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路；
所述电流反馈电路监测磁流变阻尼器线圈中的电流，并将监测电流发送至控制电路；
所述控制电路接收外部的期望电流I(k)和电流反馈电路发送的监测电流i(k)，并根据期望电流I(k)、监测电流i(k)确定两路PWM信号的占空比；
所述控制电路生成两路PWM信号，并发送至MOS管驱动电路；
所述MOS管驱动电路接收到两路PWM信号后，生成开关管控制信号，从而控制全桥电路中MOS管的通断；
所述全桥电路通过MOS管的通断情况控制施加在磁流变阻尼器线圈两端的电压。
实施例4：
一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，主要结构见实施例3，其中，所述的电流反馈电路同时采集电流大小和方向，具体可以采用采样电阻并以差分输入的方式设计电路。
实施例5：
一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，主要结构见实施例3，其中，所述的电流反馈电路采用霍尔式电流传感器并以单端输入的方式设计电路。
实施例6：
一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，主要结构见实施例3，其中，H桥驱动电路可采用一个全桥驱动芯片HIP4082。
实施例6：
一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，主要结构见实施例3，其中，H桥驱动电路可采用两个半桥驱动芯片IR2104(S)。
实施例7：
一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器和两极性电流驱动器的对比实验如下：
两极性电流驱动器基于半桥或全桥电路，给线圈施加正电源电压和负电源电压，通过调整两种电压在一个PWM周期中的作用时间比例，以实现期望的电流。三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器和两极性电流驱动器施加在线圈两端的电压对比如图6(a)、图6(b)所示。可以看出，两极性电流驱动器只能施加两种不同的电压，这使得电流的波动更大。
为对比两极性与三极性电流驱动器的控制效果，通过计算机仿真的方式观察两种电流驱动器对上升沿的跟随效果。两种电流驱动器均使用基于PID控制的算法控制MOS管的开关。控制效果如图7(a)、图7(b)所示。可以看出两种电流驱动器均有较快的响应速度，但是两极性电流驱动器在稳态阶段具有更大的波动量。

Claims (9)

1.一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：包括电流反馈电路、控制电路、所述MOS管驱动电路、全桥电路和电流反馈电路。
所述电流反馈电路监测磁流变阻尼器线圈中的电流，并将监测电流发送至控制电路；
所述控制电路接收外部的期望电流I(k)和电流反馈电路发送的监测电流i(k)，并根据期望电流I(k)、监测电流i(k)确定两路PWM信号的占空比；
所述控制电路生成两路PWM信号，并发送至MOS管驱动电路；
所述MOS管驱动电路接收到两路PWM信号后，生成开关管控制信号，从而控制全桥电路中MOS管的通断；
所述全桥电路通过MOS管的通断情况控制施加在磁流变阻尼器线圈两端的电压。
2.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：所述电流反馈电路为与磁流变阻尼器线圈串联的霍尔式电流传感器。
3.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：所述电流反馈电路为与磁流变阻尼器线圈串联的采样电阻。
4.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：外部的期望电流I(k)由上位机传输至控制电路。
5.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：所述控制电路确定两路PWM信号的占空比的方法为：所述控制电路计算广义占空比Duty(k)；
当广义占空比Duty(k)≥0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为Duty(k)，第二路PWM信号PWM2的占空比为0；
当广义占空比Duty(k)＜0时，第一路PWM信号PWM1的占空比为0，第二路PWM信号PWM2的占空比为-Duty(k)。
6.根据权利要求5所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：控制电路计算广义占空比Duty(k)的方法为PID控制算法；
广义占空比
Figure FDA0002799449680000011
Figure FDA0002799449680000012
其中，KP为比例系数；KI为积分系数；Kd为微分系数；k为当前时刻；j为零时刻至当前时刻k之间的任意时刻。
7.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：所述MOS管驱动电路包括隔离电路和H桥驱动电路；
所述隔离电路连接在控制电路和H桥驱动电路之间；
所述H桥驱动电路将第一路PWM信号PWM1转换为控制信号pwm1、控制信号
Figure FDA0002799449680000021
其中，pwm1、
Figure FDA0002799449680000022
互为反相信号；PWM1与pwm1为同相信号；
所述H桥驱动电路将第二路PWM信号PWM2转换为控制信号pwm2、控制信号
Figure FDA0002799449680000023
pwm2、
Figure FDA0002799449680000024
互为反相信号；PWM2与pwm2为同相信号。
8.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于：全桥电路和磁流变阻尼器线圈的电路连接关系如下：
所述全桥电路包括MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4；
MOS管Q1的栅极接收控制信号pwm1，源极串联磁流变阻尼器线圈后连接MOS管Q2的源极，漏极串联MOS管Q2的漏极；
MOS管Q1的源极串联MOS管Q3的漏极；MOS管Q3的栅极接收控制信号
Figure FDA0002799449680000025
源极接地；
MOS管Q2的栅极接收控制信号pwm2，源极串联MOS管Q4的漏极；
MOS管Q4的栅极接收控制信号
Figure FDA0002799449680000026
源极接地。
9.根据权利要求1所述的一种三极性的磁流变阻尼器的电流驱动器，其特征在于，两路PWM信号与施加在线圈两端的电压的对应关系如下：
当第一路PWM信号PWM1为高电平，第二路PWM信号PWM2为低电平时，MOS管Q1和MOS管Q4导通，MOS管Q2和MOS管Q3关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为正向电源电压；
当第一路PWM信号PWM1为低电平，第二路PWM信号PWM2为低电平时，MOS管Q3和MOS管Q4导通，MOS管Q1和MOS管Q2关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为零电压；
当第一路PWM信号PWM1为低电平，第二路PWM信号PWM2为高电平时，MOS管Q2和MOS管Q3导通，MOS管Q1和MOS管Q4关闭，此时，施加在阻尼器线圈两端的电压为反向电源电压。
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