CN111525811A - 一种双有源全桥双向dc/dc变换器的磁平衡控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，其检测双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧和/或低压侧的电流信息；通过数字信号处理器对电流数字信号进行倍频采样，设置采样率；在触发周期中，按照触发周期触发ADC转换器，在采样周期中，计算电流信息减去电流信息平均值后的绝对值，再次求平均值得到目标平均值；将电流信息直流偏置AdcOffsetWORK与电流信息直流偏置AdcOffsetINIT的差值作为高压侧和/或低压侧电流信息直流分量；当电流信息直流分量大于设定阈值时，通过电流信息直流分量得到DC/DC变换器的上下桥臂的驱动占空比调节量；将占空比调节量结合移相，得到DC/DC变换器的PWM寄存器装置值。本发明在不额外增加硬件的情况下实现磁平衡控制。
Description
技术领域
本发明涉及一种双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法。
背景技术
随着社会的发展和人们生活水平的不断提高，全世界内对能源的需求逐年增加，煤、石油与天然气等传统不可再生能源日益减少。同时人们对化石燃料资源的过度利用，引发了如雾霾、酸雨、温室效应等一系列环境问题。因此绿色生态已经成为人类共识，如太阳能、风能和潮汐能等可再生新能源越来越被人们所重视和大力发展。众所周知，可再生能源都存在间歇性，需与储能单元、电力电子变换器实现电压和功率的稳定调节。
随着对节能减排的要求愈发提高，电力电子技术被应用到越来越多的领域中去。其中双有源全桥双向DC/DC变换器因其具有原件数量较少、输入输出功率处隔离、适合大功率应用、能够工作于较大的升/降压范围、可靠性高、元件电压电流应力、ZVS软开关、功率密度高、模块化、功率可双向流动等优良特性而在诸多领域得到了广泛应用。新能源可能在一段时间内产生巨大的波动，不能为负载提供稳定的电压和功率，因此间歇式新能源经常和储能单元结合在一起作为混合动力能源。双有源全桥双向DC/DC变换器双有源全桥双向DC/DC变换器作为一种常用的隔离双向DC/DC变换器通常被用作***中的关键拓扑，一端连接新能源发电单元，另一端连接储能单元，从而根据实际情况控制调节新能源发电输出直流母线和负载之间的能量双向流动。当间歇式新能源能够提供足够多的能量时，除给负载供电外，富余的能量将通过双有源全桥双向DC/DC变换器对储能单元进行充电；当新能源提供的能量不足时，需要通过双有源全桥双向DC/DC变换器将储能单元的能量稳定快速输出，使***稳定可靠工作。
在硬件拓扑上，如图1所示，双有源全桥双向DC/DC变换器包含两个电压源型全桥电路和一个高频变压器。正是由于其电路结构对称，因而可以实现功率流的双向传递；此外，其无源器件只有一个与高频变压器串联的电感，因此可以直接利用其变压器的杂散电感及漏感来传递能量，而不必担心部分其他拓扑漏感带来的损耗问题。尽管双有源全桥双向DC/DC变换器有上述的众多优点和广泛的应用场景，但是它却也存在问题：当双有源全桥双向DC/DC变换器原/副边均采用全桥结构时，由于参数不一致，如上下管开通时间不一致、H桥对管压降之和不同、开关管门极驱动信号延时和PWM的精度分辨率不够等原因，可能会导致变压器和电感伏秒不平衡，引起双有源全桥双向DC/DC变换器电感电流和变压器磁通密度存在直流偏移的问題。这种磁通密度的直流偏移会导致变压器和电感损耗增大甚至磁芯出现磁饱和而烧毁。□□总结来说，双有源全桥双向DC/DC变换器拥有众多优势和广泛的应用场景，但磁平衡问题将导致***无法稳定工作，甚至造成其本身和与之有电气连接的供电设施和用电负载等的损坏。所以双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制对于提高其工作的稳定性和其相关应用的安全性等非常有意义。
针对由于各种伏秒不平衡导致的磁不平衡问题，传统的解决办法是在变压器原/副边串上高频隔直电容，将电路中的直流偏移滤除。为了降低对原电路影响，通常需要选取较大容值的电容，这样电容阻抗较小且与电路中电感的谐振频率离电路开关频率较远。但是容值较大的高频交流电容，一般体积较大且成本较高；同时通过原/副边隔直电容的是负载电流，故会带来额外的损耗，且会加速电容老化，其寿命和稳定性会受到影响；在大电流场合，电容体积和损耗都比较大，限制功率密度的提升。然而，在新增隔直电容，虽然解决了磁平衡问题，但在考虑到成本等各方面因素下，还是需要谋求一种不增加硬件成本的主动控制方式，以进一步提升效率和功率密度。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明的目是提供一种双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，在不额外增加硬件的情况下实现磁平衡控制。
为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，包括如下步骤：
S1、检测双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧和/或低压侧的电流信息；
S2、将所述电流信息转换为电流数字信号，通过数字信号处理器对电流数字信号进行倍频采样，设置采样率；及
在触发周期中，按照触发周期触发所述ADC转换器，计算电流采样信息的预设时长内的第一电流信息平均值，计算所述电流采样信息减去所述第一电流信息平均值后的第一绝对值，再对所得到所述第一绝对值计算触发周期的第一绝对值平均值；及
在采样周期中，计算电流采样信息的预设时长内的第二电流信息平均值，计算所述电流采样信息减去所述第二电流信息平均值后的第二绝对值，对所得到的所述第二绝对值计算触发周期的第二绝对值平均值；及
对所述第一绝对值平均值和所述第二绝对值平均值求平均值得到目标平均值；
S3、当处于DAB_IDLE模式时，把所述目标平均值更新到所述DC/DC变换器在未工作情况下的高压侧和/或低压侧电流信息直流偏置AdcOffsetINIT；当未处于DAB_IDLE模式时，把所述目标平均值更新到双有源电桥双向DC/DC变换器在工作情况下的高压侧和/或低压侧电流信息直流偏置AdcOffsetWORK；
S4、将所述电流信息直流偏置AdcOffsetWORK与所述电流信息直流偏置AdcOffsetINIT的差值作为高压侧和/或低压侧电流信息直流分量；
S5、当所述电流信息直流分量大于设定正阈值或小于设定负阈值时，通过所述电流信息直流分量得到所述DC/DC变换器的上下桥臂的驱动占空比调节量；
S6、通过移相实现所述DC/DC变换器的电流信息交流分量控制，将所述占空比调节量结合移相，得到所述DC/DC变换器的PWM寄存器装置值。
其中，DAB_IDL表示双有源全桥双向DC/DC变换器的未工作状态，其是双有源全桥双向DC/DC变换器无驱动输出状态或上电初始化过程状态。
优选地，所述步骤S2中，所述采样率为所述触发周期的整数倍。还可以为其他配置。
在一优选的实施例中，所述步骤S2中，所述采样率为256Hz，按照64kHz触发所述ADC转换器，在32KHz得到第二绝对值平均值。
进一步地，所述步骤S2中，
所述电流采样信息为256kHz采样数据，记为Adc256kHz；
所述第一电流信息平均值、所述第二电流信息平均值分别为触发周期、采样周期中的Adc256kHz采样数据在预设时长内的平均值，均记为1sAvgAdcOffset，且1sAvgAdcOffset＝sum(Adc256kHz)/预设时长；
所述第一绝对值平均值、所述第二绝对值平均值分别记为Adc64kHzAvg(T1)、Adc64kHzAvg(T2)；
所述目标平均值Adc32kHzAvg＝(Adc64kHzAvg(T1)+Adc64kHzAvg(T2))/2。
具体地，所述步骤S2中，所述设定时长为1s。
在一具体且优选的实施例中，所述步骤S2中，1、第一电流信息平均值、第二电流信息平均值由下式计算：
1sAvgAdcOffset＝sum(Adc256kHz)/1s
执行方案为：a、64kHz AvgAdcOffset＝sum(Adc256kHz)/4；b、32kHzAvgAdcOffset＝sum(64kHz AvgAdcOffset)/2；c、1sAvgAdcOffset＝sum(32kHzAvgAdcOffset)/32000；
2、触发周期的第一绝对值平均值及第二平均值分别由下式计算：
Adc64kHzAvg＝fabs(Adc256kHz-1sAvgAdcOffset)
上述Adc64kHzAvg为每64kHz频率更新；为方便描述，定义第一绝对值平均值与第二绝对值平均值。第一绝对值平均值Adc64kHzAvg表示T1时间段平均值，第二绝对值平均值Adc64kHzAvg表示T2时间段平均值，分别记为Adc64kHzAvg(T1)、Adc64kHzAvg(T2))；
3、所述目标平均值Adc32kHzAvg由下式计算：
Adc32kHzAvg＝(Adc64kHzAvg(T1)+Adc64kHzAvg(T2))/2；
其中，Adc256kHz表示256kHz采样数据，1sAvgAdcOffset百世Adc256kHz采样数据在1s时间内的平均值。
优选地，所述步骤S5中，设置调节步长及调节范围。
优选地，所述步骤S6中，PWM寄存器装置值EpwmCmpA与EpwmCmpB如下式所示，
EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS+CompOffset
EpwmCmpB＝mStandCompare–fDABPhasePS；
或，如下式所示：
EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS
EpwmCmpB＝mStandCompare-fDABPhasePS+CompOffset；
或，如下式所示：
EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS+CompOffset
EpwmCmpB＝mStandCompare-fDABPhasePS-CompOffset；
其中，mStandCompare表示双有源全桥双向DC/DC变换器调节中点值，fDABPhasePS表示移相角，CompOffset表示所述DC/DC变换器的上下桥臂的驱动占空比调节量。或，通过PWM寄存器组合方式。
优选地，所述移相角为内移相角、外移相角、内移相角与外移相角的组合量、内移相角与所述DC/DC变换器死区补偿的优化组合量、外移相角与所述DC/DC变换器死区补偿的优化组合量、内移相角与外移相角及所述DC/DC变换器死区补偿的优化组合量。
优选地，所述步骤S6中，采用PWM的CAU(ACTION WHEN TBCTR＝CMPA ON UP COUNT)与CBD(ACTION WHEN TBCTR＝CMPB ON DOWN COUNT)实现移相与占空比调节；或，采用PWM的CAD(ACTION WHEN TBCTR＝CMPA ON DOWN COUNT)与CBU(ACTION WHEN TBCTR＝CMPB ON UPCOUNT)实现移相与占空比调节。或，通过PWM寄存器组合方式来实现移相与占空比调节
本发明采用以上方案，相比现有技术具有如下优点：
本发明的双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，使得硬件电路无被动隔直电路情况下可以很好地通过算法实现双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制，而不用修改硬件电路及软件底层配置，节约硬件成本，降低软件风险，该方法操作简单、灵活配置相关变量，能很好兼容程序***与方便移植，实际测试效果明显。在一具体实例中，未实施本发明的磁平衡控制方法前，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息Max＝4.6A，Min＝-5.0A，Mean＝-203mA，而在实施本发明的磁平衡控制方法后，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息Max＝4.8A，Min＝-4.8A，Mean＝-9mA，解决了磁平衡采样与控制等难点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为一种双有源全桥双向DC/DC变换器的电路示意图；
图2示出了双有源全桥双向DC/DC变换器磁不平衡波形；
图3为本发明实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器的磁电流采样原理
图4为本发明实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器的直流分量与交流分量的提取流程图；
图5a、5b及5c分别为本发明实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制、环路控制及其流程图；
图6为本发明实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡波形；
图7为本发明实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制前后对比波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域的技术人员理解。在此需要说明的是，对于这些实施方式的说明用于帮助理解本发明，但并不构成对本发明的限定。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本实施例提供一种双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，具体通过检测双有源全桥双向DC/DC变换器的电流信息，该电流可以是双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息，可以是双有源全桥双向DC/DC变换器的低压侧电流信息，也可以是双有源全桥双向DC/DC变换器的高压与低压两个信息。无论是哪种信息，该电流均可以分解为直流分量与交流分量，直流分量用于磁平衡控制，交流分量用于双有源全桥双向DC/DC变换器的环路控制。最后，通过直流分量磁平衡控制与交流量环路控制得到的调节量，合成为双有源全桥双向DC/DC变换器输出量，通过硬件电路实现，从而实现直流分量磁平衡控制与交流量环路控制结果。
下面对该磁平衡控制方法的具体过程进行介绍。
检测双有源全桥双向DC/DC变换器的电流信息，该电流可以是双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息和/或低压侧电流信息。为方便描述，本实施例按高压侧电流信息进行展开，对于低压侧电流信息与高压侧分析一致。对于双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息如图2颜色最浅的波形为电流信息到DSP口的电压信号量，该信号存在直流偏置。由于双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息为交流信号，理论上正负对称，而在电流信息到DSP口的电压信号量需要换算为0～3v的电压信号量，该信号存在直流偏置，理论上1.5v对应双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息的零点。
如图3与图4所示，根据双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息经过DSP的AD采样转换模块后，在DSP中得到双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流数字信息。本实施例通过DSP实现倍频采样，对于双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息配置为256kHz的采样率，按64kHz触发ADC的SOC(start-of-conversion)，在EOC(end-of-conversion)模式下，计算双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息的Adc256kHz采样数据(倍频采样数据)在1s内的第一平均值1sAvgAdcOffset，计算双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流采样信息Adc256kHz减高压侧电流信息1s的第一平均值1sAvgAdcOffset后的第一绝对值，再对所得到的第一绝对值计算第一绝对值平均值Adc64kHzAvg(T1)，即fabs(Adc256kHz-1sAvgAdcOffset)，其中的Adc256kHz、1sAvgAdcOffset分别为触发周期(64kHz)中的数据。在32kHz中对双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息的平均值计算1s内的第二平均值1sAvgAdcOffset、在32kHz中对双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息减高压侧电流信息1s内的第二平均值1sAvgAdcOffset后的第二绝对值，再对所得到的第二绝对值计算第二绝对值平均值Adc64kHzAvg(T2)，即fabs(Adc256kHz-1sAvgAdcOffset)，其中的Adc256kHz、1sAvgAdcOffset分别为采样周期(32kHz)中的数据；对第一绝对值平均值Adc64kHzAvg(T1)及第二绝对值平均值Adc64kHzAvg(T2)次求平均值，得到目标平均值Adc32kHzAvg，具体见图4。
第一电流信息平均值、第二电流信息平均值由下式计算：
1sAvgAdcOffset＝sum(Adc256kHz)/1s
执行方案为：a、64kHz AvgAdcOffset＝sum(Adc256kHz)/4；b、32kHzAvgAdcOffset＝sum(64kHz AvgAdcOffset)/2；c、1sAvgAdcOffset＝sum(32kHzAvgAdcOffset)/32000；
触发周期的第一绝对值平均值及第二平均值分别由下式计算：
Adc64kHzAvg＝fabs(Adc256kHz-1sAvgAdcOffset)
上述Adc64kHzAvg为每64kHz频率更新；为方便描述，定义第一绝对值平均值与第二绝对值平均值。第一绝对值平均值Adc64kHzAvg表示T1时间段平均值，第二绝对值平均值Adc64kHzAvg表示T2时间段平均值，分别记为Adc64kHzAvg(T1)、Adc64kHzAvg(T2))；
所述目标平均值Adc32kHzAvg由下式计算：
Adc32kHzAvg＝(Adc64kHzAvg(T1)+Adc64kHzAvg(T2))/2。
对于32kHz中处理得到的双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息平均值1sAvgAdcOffset与32kHz中对双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息减高压侧电流信息1s内平均值1sAvgAdcOffset后的绝对值，再对所得到的绝对值计算平均值Adc64kHzAvg再次求平均值Adc32kHzAvg。当DAB_IDLE模式情况下，把1sAvgAdcOffset更新到AdcOffsetINIT，当不是DAB_IDLE模式情况下，把1sAvgAdcOffset更新到AdcOffsetWORK，通过上述处理后，得到AdcOffsetINIT、AdcOffsetWORK与Adc32kHzAvg，上述信息量均为实时更新。其中，AdcOffsetINIT为双有源全桥双向DC/DC变换器未工作情况下，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息直流偏置；AdcOffsetWORK为双有源全桥双向DC/DC变换器工作情况下，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息直流偏置。其中，DAB_IDL表示双有源全桥双向DC/DC变换器的未工作状态，该状态可以灵活配置，可以是双有源全桥双向DC/DC变换器无驱动输出状态，也可以是上电初始化过程状态。
得到双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量(AdcOffsetWORK-AdcOffsetINIT)与交流分量Adc32kHzAvg，直流分量(AdcOffsetWORK-AdcOffsetINIT)将用于磁平衡控制算法，交流分量Adc32kHzAvg将用于环路控制，如升直流母线电压中的电流内环控制中。AdcOffsetINIT、AdcOffsetWORK与Adc32kHzAvg等信息量均在执行周期中实时更新。
如图5a、5b所示，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量由于伏秒不守恒所导致，该双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量通过上下桥臂的驱动占空比不同来实现。具体为当双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量(AdcOffsetWORK-AdcOffsetINIT)偏差过大(大于第一阈值)时，***启动双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量磁平衡控制，通过闭环双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量(AdcOffsetWORK-AdcOffsetINIT)偏差得到上下桥臂的驱动占空比调节量CompOffset。进一步地，设置了调节步长以及调节范围，以防止CompOffset导致调节力度过大。该步长可以是固定的，也可以是动态的。
双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量(AdcOffsetWORK-AdcOffsetINIT)可以是该基本公式的任意组合，如增加双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量变化量增量关系等，均为该公式变异。
该磁平衡控制方法将移相控制策略与PWM控制策略相结合方式来实现磁平衡，其中，通过移相来实现双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息交流分量控制，通过调节上下桥臂的驱动占空比来实现双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息交流直量磁平衡控制。本实施例中，采用PWM的CAU(ACTION WHEN TBCTR＝CMPA ON UP COUNT)与CBD(ACTION WHEN TBCTR＝CMPB ON DOWN COUNT)来实现移相与占空比调节。当双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息交流分量控制方法通过移相方式来实现，可以得到EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS与EpwmCmpB＝mStandCompare-fDABPhasePS；当双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量控制方法通过调节占空比，可以得到EpwmCmpA＝mStandCompare+CompOffset与EpwmCmpB＝mStandCompare；本实施例提供的双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息交流分量控制方法通过移相方式与双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流磁平衡控制方法通过调节上下桥臂的驱动占空比方式相结合，可以得到EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS+CompOffset与EpwmCmpB＝mStandCompare-fDABPhasePS。
得到的EpwmCmpA与EpwmCmpB通过PWM寄存器与硬件电路作用，来实现双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息交流分量控制方法与双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流磁平衡控制方法。
双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量通过上下桥臂的驱动占空比不同来实现，不局限于通过上下桥臂的驱动占空比，也可以通过配置PWM不同死区时间，并将CompOffset作用到死区时间来等效上下桥臂的驱动占空比来实现。
本实施例中，闭环双有源全桥双向DC/DC变换器的高压电流信息直流分量(AdcOffsetWORK-AdcOffsetINIT)偏差得到上下桥臂的驱动占空比调节量CompOffset，闭环控制可以是经典控制算法，可以是现代控制算法。同时，可以采用开环控制，如滞环控制策略，以实现简单控制。
采用本实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，使得硬件电路无被动隔直电路情况下可以很好地通过算法而不用修改硬件电路或修改软件底层配置实现双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制，为***节约硬件成本和降低软件风险，该方法操作简单、灵活配置相关变量，能很好兼容程序***与方便移植，实际测试效果明显，良好的实现双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制。
本实施例还提供一种双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制***，包括：
信号采集单元，其用于采集双有源全桥双向DC/DC变换器的电流信息；
控制单元，其将采集到的双有源全桥双向DC/DC变换器的电流信息分解为直流分量与交流分量；将直流分量用于磁平衡控制，将交流份量用于双有源全桥双向DC/DC变换器的环路控制；通过直流分量磁平衡控制与交流分量环路控制得到的调节量，合成为双有源全桥双向DC/DC变换器输出量，通过硬件电路实现，从而实现直流分量磁平衡控制与交流量环路控制结果。
上述控制单元可以采用DSP(Digital Signal Processor)芯片。在实施时，双有源全桥双向DC/DC变换器的电流信息为交直流，信号采集单元使用电流传感器检测出电流。由于控制单元使用的是DSP芯片，其片上自带的A/D转换器是单极性的，只能接收0～3.0V的电压信号，因此控制***还包括电压转换单元，对采集的电压进行转换，这样才能和DSP相连接。在DSP中实现双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制算法，同与上述控制算法相结合来控制双有源全桥双向DC/DC变换器输出，实现双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制。
如图6与图7所示，从图中可以看出，采用本实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器磁平衡控制方法，在双有源全桥双向DC/DC变换器电路上，可以良好实现磁平衡。图7中的ENCtrl、DisCtrl分别表示使能磁平衡控制策略下高压侧电流信息、禁止磁平衡控制策略下高压侧电流信息。
如图2所示，未实施本实施例的磁平衡控制方法前，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息Max＝4.6A，Min＝-5.0A，Mean＝-203mA。如图6所示，在实施本实施例的磁平衡控制方法后，双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧电流信息Max＝4.8A，Min＝-4.8A，Mean＝-9mA。
上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，是一种优选的实施例，其目的在于熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限定本发明的保护范围。凡根据本发明的精神实质所作的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (9)
1.一种双有源全桥双向DC/DC变换器的磁平衡控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1、检测双有源全桥双向DC/DC变换器的高压侧和/或低压侧的电流信息；
S2、将所述电流信息转换为电流数字信号，通过数字信号处理器对电流数字信号进行倍频采样，设置采样率；及
在触发周期中，按照触发周期触发所述ADC转换器，计算电流采样信息的预设时长内的第一电流信息平均值，计算所述电流采样信息减去所述第一电流信息平均值后的第一绝对值，再对所得到所述第一绝对值计算触发周期的第一绝对值平均值；及
在采样周期中，计算电流采样信息的预设时长内的第二电流信息平均值，计算所述电流采样信息减去所述第二电流信息平均值后的第二绝对值，对所得到的所述第二绝对值计算触发周期的第二绝对值平均值；及
对所述第一绝对值平均值和所述第二绝对值平均值求平均值得到目标平均值；
S3、当处于DAB_IDLE模式时，把所述目标平均值更新到所述DC/DC变换器在未工作情况下的高压侧和/或低压侧电流信息直流偏置AdcOffsetINIT；当未处于DAB_IDLE模式时，把所述目标平均值更新到双有源电桥双向DC/DC变换器在工作情况下的高压侧和/或低压侧电流信息直流偏置AdcOffsetWORK；其中，DAB_IDL表示双有源全桥双向DC/DC变换器的未工作状态；
S4、将所述电流信息直流偏置AdcOffsetWORK与所述电流信息直流偏置AdcOffsetINIT的差值作为高压侧和/或低压侧电流信息直流分量；
S5、当所述电流信息直流分量大于设定正阈值或小于设定负阈值时，通过所述电流信息直流分量得到所述DC/DC变换器的上下桥臂的驱动占空比调节量；
S6、通过移相实现所述DC/DC变换器的电流信息交流分量控制，将所述占空比调节量结合移相，得到所述DC/DC变换器的PWM寄存器装置值。
2.根据权利要求1所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述采样率为所述触发周期的整数倍。
3.根据权利要求1或2所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述采样率为256Hz，按照64kHz触发所述ADC转换器，在32KHz得到第二绝对值平均值。
4.根据权利要求1所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S2中，所述设定时长为1s。
5.根据权利要求1或2所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S2中，
所述电流采样信息为256kHz采样数据，记为Adc256kHz；
所述第一电流信息平均值、所述第二电流信息平均值分别为触发周期、采样周期中的Adc256kHz采样数据在预设时长内的平均值，均记为1sAvgAdcOffset，且1sAvgAdcOffset＝sum(Adc256kHz)/预设时长；
所述第一绝对值平均值、所述第二绝对值平均值分别记为Adc64kHzAvg(T1)、Adc64kHzAvg(T2)；
所述目标平均值Adc32kHzAvg＝(Adc64kHzAvg(T1)+Adc64kHzAvg(T2))/2。
6.根据权利要求1所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S5中，设置调节步长及调节范围。
7.根据权利要求1所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S6中，PWM寄存器装置值EpwmCmpA与EpwmCmpB如下式所示，
EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS+CompOffset
EpwmCmpB＝mStandCompare–fDABPhasePS；
或，如下式所示：
EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS
EpwmCmpB＝mStandCompare-fDABPhasePS+CompOffset；
或，如下式所示：
EpwmCmpA＝mStandCompare+fDABPhasePS+CompOffset
EpwmCmpB＝mStandCompare-fDABPhasePS-CompOffset；
其中，mStandCompare表示双有源全桥双向DC/DC变换器调节中点值，fDABPhasePS表示移相角，CompOffset表示所述DC/DC变换器的上下桥臂的驱动占空比调节量。
8.根据权利要求1所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述移相角为内移相角、外移相角、内移相角与外移相角的组合量、内移相角与所述DC/DC变换器死区补偿的优化组合量、外移相角与所述DC/DC变换器死区补偿的优化组合量、内移相角与外移相角及所述DC/DC变换器死区补偿的优化组合量。
9.根据权利要求1所述的磁平衡控制方法，其特征在于，所述步骤S6中，采用PWM的CAU(ACTION WHEN TBCTR＝CMPA ON UP COUNT)与CBD(ACTION WHEN TBCTR＝CMPB ON DOWNCOUNT)实现移相与占空比调节；或，采用PWM的CAD(ACTION WHEN TBCTR＝CMPA ON DOWNCOUNT)与CBU(ACTION WHEN TBCTR＝CMPB ON UP COUNT)实现移相与占空比调节。
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