CN112615541B - 基于零电流pwm双向dc-dc cuk变换器总线式储能元件均衡电路、***及方法 - Google Patents

基于零电流pwm双向dc-dc cuk变换器总线式储能元件均衡电路、***及方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种基于零电流PWM双向DC‑DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路、***及方法，包括：第一均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第一均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第二均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第二均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第N均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第N均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，所述N为正整数。通过在均衡总线中使用均衡电路，实现了能量在总线中的平衡，使均衡总线***运行更加稳定、更加流畅，能量损耗更小。

Description

基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电 路、***及方法
技术领域
本发明涉及电子电路领域，尤其涉及一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路、***及方法。
背景技术
直流变换器一般采用PWM控制方式，开关管工作在硬开关状态，双向DC-DC CUK变换器是一种典型的直流变换器，被广泛应用于总线式储能元件均衡电路中，其结构如图10所示。由于实际的开关管不是理想器件，在开通时开关的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，产生损耗，称之为开通损耗。当开关管关断时，开关管的电压不是立即从零上升到电源电压，而是有一个上升时间，同时它的电流也不是立即下降到零，也有一个下降时间。在这段时间里，电流和电压也有一个交叠区，产生损耗，称之为关断损耗。开通损耗和关断损耗合称为开关损耗，在一定条件下，开关管在每个开关周期中的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗就越大，变换器的效率就越低，进而导致总线式储能元件均衡***的均衡效率越低。因此开关的存在限制了变换器开关频率的提高，从而限制了变换器以及均衡***的小型化和轻量化。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路、均衡***及方法。
为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路，包括：
第一电感、第四电感、第一a电容、第一b电容、第二电容、第一功率开关、第二功率开关、第一辅助开关、第一谐振电感、第二谐振电感、第一谐振电容；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接储能元件负极，所述第一谐振电容另一端还连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一功率开关漏极，所述第一谐振电感另一端连接第一辅助开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第一功率开关源极，所述第一b电容另一端连接第二功率开关的漏极，第二电容一端连接第二功率开关源极，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
优选的，还包括：第一二极管、第二功率开关续流二极管、第一谐振二极管；所述第一二极管正极连接第一功率开关源极，所述第一二极管负极连接第一功率开关漏极，所述第二功率开关续流二极管正极连接第二功率开关源极，所述第二功率开关续流二极管负极连接第二功率开关漏极，所述第一谐振二极管正极连接第一辅助开关源极，所述第一谐振二极管负极连接第一辅助开关漏极。
优选的，还包括：第二电感，
所述第二电感一端连接电源负极，所述第二电感另一端连接第一功率开关源极。
优选的，还包括：第三电感，
所述第三电感一端连接第二功率开关源极，所述第三电感另一端连接第二电容一端。
优选的，所述储能元件包括电池或者超级电容。
本发明还公开一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡***，包括：第一均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第一均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第二均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第二均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第N均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第N均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，所述N为正整数。
本发明还公开一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路的工作方法，包括：
该均衡电路从左侧向右侧供电时分为六个阶段，
S1，在t0-t1的阶段，第一辅助开关、第一功率开关均关断，输入电流流过第一谐振电感和第二谐振电感，-iLr1＝iLr2＝Ii，
其中，iLr1和iLr1分别表示流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流，Ii表示输入电流，当第一电感值选择适当时，输入电流可视为定值；
输入电流和输出电流均流过第二功率开关续流二极管，iD2＝Ii+Io；
其中，iD2表示流过第二功率开关续流二极管的电流，Io表示输出电流，当第四电感值选择适当时，输出电流可视为定值；
当第一功率开关由关断切换至导通时，此阶段结束；
S2，在t1-t2的阶段，第一功率开关导通，第一辅助开关保持关断，在第一a电容和第一b电容的作用下，流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流从输入电流值开始线性减小，减小到零后又反向增加至输出电流值，
其中Lr1和Lr2分别表示第一谐振电感值和第二谐振电感值，UCa和UCb分别表示第一a电容端电压和第一b电容端电压，当第一a电容值和第一b电容值选取适当，UCa和UCb可视为定值，且UCa+UCb＝Ui+Uo，Ui和Uo分别表示均衡电路的输入电压和输出电压，iS1表示流过第一功率开关的电流，RS1表示第一功率开关的导通电阻，iD2表示流过第二功率开关续流二极管的电流，RD2表示第二功率开关续流二极管的导通电阻；忽略管压降，求解(1)式，可得，
其中t∈[t1,t2]，当iS1＝Ii+Io时，流过第二功率开关续流二极管的电流自动断流，此阶段结束；
S3，在t2-t3的阶段，第一功率开关保持导通，第一辅助开关保持关断，输出电流流过第一谐振电感和第二谐振电感，iLr1＝-iLr2＝Io，iLr1表示流过第一谐振电感的电流，iLr2表示流过第二谐振电感的电流，
输入电流和输出电流均流过第一功率开关，iS1＝Ii+Io；iS1表示流过第一功率开关的电流，
当第一辅助开关由关断切换至导通时，电路由PWM模式进入谐振模式，此阶段结束；
S4，在t3-t4的阶段，第一功率开关保持开通，通过打开第一辅助开关使电路产生谐振，为第一功率开关软关断创造条件，第一谐振电感、第一谐振电容、第一功率开关、第一辅助开关构成第一谐振回路，同时第二谐振电感、第一谐振电容、第一a电容、第一b电容、第二功率开关续流二极管、第一辅助开关也构成第二谐振回路，
其中uCr表示第一谐振电容端电压，Cr表示第一谐振电容值，iSr表示流过第一辅助开关的电流值，RSr表示第一辅助开关的导通电阻；忽略管压降，求解(3)(4)式，可得，
其中t∈[t3,t4]，ω1表示两个谐振回路的整体等效谐振角频率，UCr0为第一谐振电容在t3时刻的端电压；
当流过第二功率开关续流二极管的电流从正值谐振回零时，第二谐振回路停止谐振，此阶段结束；
S5在t4-t5的阶段，第一功率开关、第一辅助开关保持开通，第二谐振回路停止谐振，第一谐振回路继续谐振，
忽略管压降，求解(8)(9)式，可得，
uCr(t)＝(Ii+Io-IS11)Z1sin[ω2(t-t4)]+UCr1cos[ω2(t-t4)] (11)
其中t∈[t4,t5]，ω2表示第一谐振回路的谐振角频率，Z1表示第一谐振回路阻抗，/>UCr1为第一谐振电容在t4时刻的端电压，IS11为第一功率开关在t4时刻的电流；
当iS1<0时，关断第一功率开关可以实现第一功率开关的零电流开关，当iSr<0时，关断第一辅助开关，可以实现第一辅助开关的零电流开关；
S6，在t5-t6的阶段，第一功率开关关断，第一谐振回路停止谐振行为，第二谐振回路再次开始谐振，
忽略管压降，求解(12)(13)式，可得，
uCr(t)＝UCa+UCb+(Ii+Io)Z2sin[ω3(t-t5)]+[UCr2-(UCa+UCb)]cos[ω3(t-t4)](15)
其中t∈[t5,t6]，ω3表示第二谐振回路的谐振角频率，Z2表示第二谐振回路阻抗，/>UCr2为第一谐振电容在t5时刻的端电压；
当iD2＝Ii+Io时，第二谐振电路停止谐振，此阶段结束，电路由谐振模式进入PWM模式，此阶段结束，回到第一阶段；
输入电压与输出电压关系的推导如下，
在一个周期内，第四电感的平均电压值为零，因此第二功率开关端电压在一个周期内的平均值等于输出电压，
其中，Ts表示PWM控制周期，第一阶段(t0-t1)、第二阶段(t1-t2)、第四阶段(t3-t4)、第六阶段(t5-t6)第二功率开关端电压为零，第三阶段(t2-t3)第二功率开关端电压为第一a电容和第一b电容的端电压之和，第五阶段(t4-t5)第二功率开关端电压为第一谐振电容端电压与第一a电容和第一b电容的端电压之和的差值，且在t4时刻，第一谐振电感电流在最大值附近，此时刻第二谐振电容的端电压约等于零，UCr1＝0，由此可得，
其中，ΔT3和ΔT5分别表示第三阶段和第五阶段的时间间隔，TLC为第一谐振回路的谐振周期，ω2ΔT5＝ω2(t5-t4)≈π，在实现软切换条件下，一般希望第一功率开关电流的峰值尽量小，因此有IS11≈2(Ii+Io)；由式(17)可以得出输出电压与输入电压的关系，
由式(18)可以看出，当电路参数确定后，可以通过改变PWM周期、第三阶段时间来改变输出电压。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1该电路引入谐振电路可以实现开关管的软开关，降低开关损耗；
2变换器可以采用恒定频率控制，即PWM控制；
3该电路可以应用更高频开关管，实现变换器和均衡***的小型化和轻量化；
4该电路能量双向流动分析一致；
5该电路可用于均衡网络中，各均衡电路可以实现独立工作，互相干扰很小。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡***连接示意图；
图2是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图3是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路工作第一阶段；
图4是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路工作第二阶段；
图5是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路工作第三阶段；
图6是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路工作第四阶段；
图7是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路工作第五阶段；
图8是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路工作第六阶段；
图9是基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路的时序图；
图10是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图11是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图12是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图13是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图14是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图15是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图16是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图17是本发明基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
如图1所示，本发明提供了一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡***，其特征在于，包括：第一均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第一均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第二均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第二均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第N均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第N均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，所述N为正整数。
通过在均衡总线中使用变换器，实现了能量在总线中的平衡，使均衡总线***运行更加稳定、更加流畅，能量损耗更小。
如图2和10所示，本发明提供了一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路，包括：第一电感、第四电感、第一a电容、第一b电容、第二电容、第一功率开关、第二功率开关、第一辅助开关、第一谐振电感、第二谐振电感、第一谐振电容；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接储能元件负极，所述第一谐振电容另一端还连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一功率开关漏极，所述第一谐振电感另一端连接第一辅助开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第一功率开关源极，所述第一b电容另一端连接第二功率开关的漏极，第二电容一端连接第二功率开关源极，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
上述技术方案的有益效果为：为该电路添加可控的谐振电路，实现了所有开关管的软切换，提升均衡电路整体效率以及能量密度，该电路能量双向流动分析一致。
所述基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路，优选的，还包括：第一二极管、第二功率开关续流二极管、第一谐振二极管；所述第一二极管正极连接第一功率开关源极，所述第一二极管负极连接第一功率开关漏极，所述第二功率开关续流二极管正极连接第二功率开关源极，所述第二功率开关续流二极管负极连接第二功率开关漏极，所述第一谐振二极管正极连接第一辅助开关源极，所述第一谐振二极管负极连接第一辅助开关漏极。
上述技术方案的有益效果为：所述第一二极管、第二功率开关续流二极管、第一谐振二极管能够提高相应功率开关的开关速度。
所述基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路，优选的，还包括：第二电感，
所述第二电感一端连接电源负极，所述第二电感另一端连接第一功率开关源极。
上述技术方案的有益效果为：该电路可应用于均衡网络中，各均衡电路可以实现独立工作，相互干扰很小。
所述基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路，优选的，还包括：第三电感，
所述第三电感一端连接第二功率开关源极，所述第三电感另一端连接第二电容一端。
上述技术方案的有益效果为：该电路可应用于均衡网络中，各均衡电路可以实现独立工作，相互干扰很小。
电路从左侧向右侧供电与右侧向左侧供电原理相同。该电路从左侧向右侧供电(第二功率开关恒关断)时分为六个阶段，
图3为均衡电路工作的第一阶段(t0-t1)；
此阶段，第一辅助开关、第一功率开关均关断，输入电流流过第一谐振电感和第二谐振电感，-iLr1＝iLr2＝Ii，
其中，iLr1和iLr1分别表示流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流，Ii表示输入电流，当第一电感值选择适当时，输入电流可视为定值；
输入电流和输出电流均流过第二功率开关续流二极管，iD2＝Ii+Io；
其中，iD2表示流过第二功率开关续流二极管的电流，Io表示输出电流，当第四电感值选择适当时，输出电流可视为定值；
当第一功率开关由关断切换至导通时，此阶段结束；
图4为均衡电路工作的第二阶段(t1-t2)；
此阶段，第一功率开关导通，第一辅助开关保持关断，在第一a电容和第一b电容的作用下，流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流从输入电流值开始线性减小，减小到零后又反向增加至输出电流值，
其中Lr1和Lr2分别表示第一谐振电感值和第二谐振电感值，UCa和UCa分别表示第一a电容端电压和第一b电容端电压，当第一a电容值和第一b电容值选取适当，UCa和UCa可视为定值，且UCa+UCb＝Ui+Uo，Ui和Uo分别表示均衡电路的输入电压和输出电压，iS1表示流过第一功率开关的电流，RS1表示第一功率开关的导通电阻，RD2表示第二功率开关续流二极管的导通电阻；忽略管压降，求解(1)式，可得，
其中t∈[t1,t2]，当iS1＝Ii+Io时，流过第二功率开关续流二极管的电流自动断流，此阶段结束；
图5为均衡电路工作的第三阶段(t2-t3)；
此阶段，第一功率开关保持导通，第一辅助开关保持关断，输出电流流过第一谐振电感和第二谐振电感，iLr1＝-iLr2＝Io，
输入电流和输出电流均流过第一功率开关，iS1＝Ii+Io；
当第一辅助开关由关断切换至导通时，电路由PWM模式进入谐振模式，此阶段结束；
图6为均衡电路工作的第四阶段(t3-t4)；
此阶段，第一功率开关保持开通，通过打开第一辅助开关使电路产生谐振，为第一功率开关软关断创造条件，第一谐振电感、第一谐振电容、第一功率开关、第一辅助开关构成第一谐振回路，同时第二谐振电感、第一谐振电容、第一a电容、第一b电容、第二功率开关续流二极管、第一辅助开关也构成第二谐振回路，
其中uCr表示第一谐振电容端电压，Cr表示第一谐振电容值，iSr表示流过第一辅助开关的电流值，RSr表示第一辅助开关的导通电阻；忽略管压降，求解(3)(4)式，可得，
其中t∈[t3,t4]，Le1＝Lr1||Lr2，/> UCr0为第一谐振电容在t3时刻的端电压；
当流过第二功率开关续流二极管的电流从正值谐振回零时，第二谐振回路停止谐振，此阶段结束；
图7为均衡电路工作的第五阶段(t4-t5)；
此阶段，第一功率开关、第一辅助开关保持开通，第二谐振回路停止谐振，第一谐振回路继续谐振，
忽略管压降，求解(8)(9)式，可得，
uCr(t)＝(Ii+Io-IS11)Z5sin[ω2(t-t4)]+UCr1cos[ω2(t-t4)] (11)
其中t∈[t4,t5]，UCr1为第一谐振电容在t4时刻的端电压，IS11为第一功率开关在t4时刻的电流；
当iS1<0时，关断第一功率开关可以实现第一功率开关的零电流开关，当iSr<0时，关断第一辅助开关，可以实现第一辅助开关的零电流开关；
图8为均衡电路工作的第六阶段(t5-t6)；
此阶段，第一功率开关关断，第一谐振回路停止谐振行为，第二谐振回路再次开始谐振，
忽略管压降，求解(12)(13)式，可得，
uCr(t)＝UCa+UCb+(Ii+Io)Z6sin[ω3(t-t5)]+[UCr2-(UCa+UCb)]cos[ω3(t-t4)](15)
其中t∈[t5,t6]，UCr2为第一谐振电容在t5时刻的端电压；
当iD2＝Ii+Io时，第二谐振电路停止谐振，此阶段结束，电路由谐振模式进入PWM模式，此阶段结束，回到第一阶段。
输入电压与输出电压关系的推导如下，
在一个周期内，第四电感的平均电压值为零，因此第二功率开关端电压在一个周期内的平均值等于输出电压，
第一阶段(t0-t1)、第二阶段(t1-t2)、第四阶段(t3-t4)、第六阶段(t5-t6)第二功率开关端电压为零，第三阶段(t2-t3)第二功率开关端电压为第一a电容和第一b电容的端电压之和，第五阶段(t4-t5)第二功率开关端电压为第一谐振电容端电压与第一a电容和第一b电容的端电压之和的差值，且在t4时刻，第一谐振电感电流在最大值附近，此时刻第二谐振电容的端电压约等于零，UCr1＝0，由此可得，
其中，ΔT3和ΔT5分别表示第三阶段和第五阶段的时间间隔，TLC为第一谐振回路的谐振周期，ωΔT5≈π，在实现软切换条件下，一般希望第一功率开关电流的峰峰值尽量小，因此有IS11≈2(Ii+Io)；由式(17)可以得出输出电压与输入电压的关系，
由式(18)可以看出，当电路参数确定后，可以通过改变PWM周期、第三阶段时间来改变输出电压；
图9是基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路的时序图，通过时序图对均衡电路进行时序控制。
图10是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
图11是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第二电感一端连接储能元件负极，所述第二电感另一端连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接储能元件正极，所述第一谐振电感另一端还连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接第一功率开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第二电容一端连接第二功率开关漏极，所述第二电容另一端连接第三电感一端，所述第三电感另一端连接第二功率开关源极。
图12是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接储能元件负极，所述第一谐振电容另一端还连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接第一功率开关漏极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第二电容一端连接第二功率开关漏极，所述第二电容另一端连接第三电感一端，所述第三电感另一端连接第二功率开关源极。
图13是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第二电感一端连接储能元件负极，所述第一电感另一端连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接储能元件正极，所述第一谐振电感另一端还连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接第一功率开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第二电容一端连接第二功率开关源极，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
图14是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第二电感一端连接储能元件负极，所述第一电感另一端连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接第一功率开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第二电容一端连接第二功率开关漏极，所述第二电容另一端连接第三电感一端，所述第三电感另一端连接第二功率开关源极。
图15是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第二电感一端连接储能元件负极，所述第一电感另一端连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接第一功率开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第二电容一端连接第二功率开关源极，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
图16是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接储能元件负极，所述第一谐振电容另一端还连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接第一功率开关漏极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第三电感一端连接第二功率开关源极，所述第三电感另一端连接第二电容一端，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
图17是本发明具体实施方式基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器的总线式储能元件均衡电路连接示意图；
第二电感一端连接储能元件负极，所述第一电感另一端连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一辅助开关源极，所述第一谐振电感另一端连接储能元件正极，所述第一谐振电感另一端还连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接第一功率开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第二功率开关的漏极，所述第一b电容另一端连接第一功率开关源极，第三电感一端连接第二功率开关源极，所述第三电感另一端连接第二电容一端，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (7)

1.一种基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路，其特征在于，包括：
第一电感、第四电感、第一a电容、第一b电容、第二电容、第一功率开关、第二功率开关、第一辅助开关、第一谐振电感、第二谐振电感、第一谐振电容；
第一电感一端连接储能元件正极，所述第一电感另一端连接第一功率开关漏极，第一谐振电容一端连接第一辅助开关漏极，所述第一谐振电容另一端连接储能元件负极，所述第一谐振电容另一端还连接第一功率开关源极，第一谐振电感一端连接第一功率开关漏极，所述第一谐振电感另一端连接第一辅助开关源极，第一a电容一端连接第一辅助开关源极，所述第一a电容另一端连接第二谐振电感一端，所述第二谐振电感另一端连接第二功率开关源极，第一b电容一端连接第一功率开关源极，所述第一b电容另一端连接第二功率开关的漏极，第二电容一端连接第二功率开关源极，所述第二电容另一端连接第四电感一端，所述第四电感另一端连接第二功率开关漏极。
2.根据权利要求1所述的基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路，其特征在于，还包括：第一二极管、第二功率开关续流二极管、第一谐振二极管；所述第一二极管正极连接第一功率开关源极，所述第一二极管负极连接第一功率开关漏极，所述第二功率开关续流二极管正极连接第二功率开关源极，所述第二功率开关续流二极管负极连接第二功率开关漏极，所述第一谐振二极管正极连接第一辅助开关源极，所述第一谐振二极管负极连接第一辅助开关漏极。
3.根据权利要求1所述的基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路，其特征在于，还包括：第二电感，
所述第二电感一端连接电源负极，所述第二电感另一端连接第一功率开关源极。
4.根据权利要求1所述的基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路，其特征在于，还包括：第三电感，
所述第三电感一端连接第二功率开关源极，所述第三电感另一端连接第二电容一端。
5.根据权利要求1所述的基于零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路，其特征在于，所述储能元件包括电池或者超级电容。
6.一种基于权利要求1的零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路的均衡***，其特征在于，包括：第一均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第一均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第二均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第二均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，第N均衡电路正极输出端连接均衡总线正极端，第N均衡电路负极输出端连接均衡总线负极端，所述N为正整数。
7.一种基于权利要求1的零电流PWM双向DC-DC CUK变换器总线式储能元件均衡电路的工作方法，其特征在于，包括：
该均衡电路从左侧向右侧供电时分为六个阶段，
S1，在t0-t1的阶段，第一辅助开关、第一功率开关均关断，输入电流流过第一谐振电感和第二谐振电感，-iLr1＝iLr2＝Ii，
其中，iLr1和iLr1分别表示流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流，Ii表示输入电流，当第一电感值选择适当时，输入电流视为定值；
输入电流和输出电流均流过第二功率开关续流二极管，iD2＝Ii+Io；
其中，iD2表示流过第二功率开关续流二极管的电流，Io表示输出电流，当第四电感值选择适当时，输出电流视为定值；
当第一功率开关由关断切换至导通时，此阶段结束；
S2，在t1-t2的阶段，第一功率开关导通，第一辅助开关保持关断，在第一a电容和第一b电容的作用下，流过第一谐振电感和第二谐振电感的电流从输入电流值开始线性减小，减小到零后又反向增加至输出电流值，
其中Lr1和Lr2分别表示第一谐振电感值和第二谐振电感值，UCa和UCb分别表示第一a电容端电压和第一b电容端电压，当第一a电容值和第一b电容值选取适当，UCa和UCb视为定值，且UCa+UCb＝Ui+Uo，Ui和Uo分别表示均衡电路的输入电压和输出电压，iS1表示流过第一功率开关的电流，RS1表示第一功率开关的导通电阻，iD2表示流过第二功率开关续流二极管的电流，RD2表示第二功率开关续流二极管的导通电阻；忽略管压降，求解(1)式，可得，
其中t∈[t1,t2]，当iS1＝Ii+Io时，流过第二功率开关续流二极管的电流自动断流，此阶段结束；
S3，在t2-t3的阶段，第一功率开关保持导通，第一辅助开关保持关断，输出电流流过第一谐振电感和第二谐振电感，iLr1＝-iLr2＝Io，iLr1表示流过第一谐振电感的电流，iLr2表示流过第二谐振电感的电流，
输入电流和输出电流均流过第一功率开关，iS1＝Ii+Io；iS1表示流过第一功率开关的电流，
当第一辅助开关由关断切换至导通时，电路由PWM模式进入谐振模式，此阶段结束；
S4，在t3-t4的阶段，第一功率开关保持开通，通过打开第一辅助开关使电路产生谐振，为第一功率开关软关断创造条件，第一谐振电感、第一谐振电容、第一功率开关、第一辅助开关构成第一谐振回路，同时第二谐振电感、第一谐振电容、第一a电容、第一b电容、第二功率开关续流二极管、第一辅助开关也构成第二谐振回路，
其中uCr表示第一谐振电容端电压，Cr表示第一谐振电容值，iSr表示流过第一辅助开关的电流值，RSr表示第一辅助开关的导通电阻；忽略管压降，求解(3)(4)式，可得，
其中t∈[t3,t4]，ω1表示两个谐振回路的整体等效谐振角频率，UCr0为第一谐振电容在t3时刻的端电压；
当流过第二功率开关续流二极管的电流从正值谐振回零时，第二谐振回路停止谐振，此阶段结束；
S5在t4-t5的阶段，第一功率开关、第一辅助开关保持开通，第二谐振回路停止谐振，第一谐振回路继续谐振，
忽略管压降，求解(8)(9)式，可得，
uCr(t)＝(Ii+Io-IS11)Z1sin[ω2(t-t4)]+UCr1cos[ω2(t-t4)] (11)
其中t∈[t4,t5]，ω2表示第一谐振回路的谐振角频率，Z1表示第一谐振回路阻抗，/>UCr1为第一谐振电容在t4时刻的端电压，IS11为第一功率开关在t4时刻的电流；
当iS1<0时，关断第一功率开关可以实现第一功率开关的零电流开关，当iSr<0时，关断第一辅助开关，可以实现第一辅助开关的零电流开关；
S6，在t5-t6的阶段，第一功率开关关断，第一谐振回路停止谐振行为，第二谐振回路再次开始谐振，
忽略管压降，求解(12)(13)式，可得，
uCr(t)＝UCa+UCb+(Ii+Io)Z2 sin[ω3(t-t5)]+[UCr2-(UCa+UCb)]cos[ω3(t-t4)] (15)
其中t∈[t5,t6]，ω3表示第二谐振回路的谐振角频率，Z2表示第二谐振回路阻抗，/>UCr2为第一谐振电容在t5时刻的端电压；
当iD2＝Ii+Io时，第二谐振电路停止谐振，此阶段结束，电路由谐振模式进入PWM模式，此阶段结束，回到第一阶段；
输入电压与输出电压关系的推导如下，
在一个周期内，第四电感的平均电压值为零，因此第二功率开关端电压在一个周期内的平均值等于输出电压，
其中，Ts表示PWM控制周期，第一阶段(t0-t1)、第二阶段(t1-t2)、第四阶段(t3-t4)、第六阶段(t5-t6)第二功率开关端电压为零，第三阶段(t2-t3)第二功率开关端电压为第一a电容和第一b电容的端电压之和，第五阶段(t4-t5)第二功率开关端电压为第一谐振电容端电压与第一a电容和第一b电容的端电压之和的差值，且在t4时刻，第一谐振电感电流在最大值附近，此时刻第二谐振电容的端电压约等于零，UCr1＝0，由此可得，
其中，ΔT3和ΔT5分别表示第三阶段和第五阶段的时间间隔，TLC为第一谐振回路的谐振周期，ω2ΔT5＝ω2(t5-t4)≈π，在实现软切换条件下，第一功率开关电流的峰值尽量小，因此IS11≈2(Ii+Io)；由式(17)可以得出输出电压与输入电压的关系，
由式(18)可以看出，当电路参数确定后，能够通过改变PWM周期、第三阶段时间来改变输出电压。
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