CN112532096B - 一种适应弱电网的lcl型逆变器并网装置及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置及方法。该装置包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元。方法为：选取LCL滤波器电容容值、网侧电感和逆变器侧电感感值；通过劳斯稳定性判据，并结合谐振抑制条件，幅值裕度约束条件以及相位裕度约束条件，确定PR控制器比例参数和有源阻尼反馈系数的最优组合，使并网逆变器在弱电网阻抗变化范围内能够稳定运行且具有较大的***带宽，动态性能良好。本发明具有硬件成本低、控制准确、适用范围广的特点，可以在弱电网条件下稳定运行，并有效抑制LCL滤波器谐振频率的谐波分量，降低入网电流的畸变率。

Description

一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置及方法
技术领域
本发明属于电力电子变换技术领域，特别是一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置及方法。
背景技术
LCL滤波器由于其结构简单，高频滤波性能好，输出谐波含量少等优点，在新能源分布式并网发电场合得到了广泛的应用。但由于LCL滤波器的固有特性，LCL滤波器的谐振特性会大大降低输出侧的电能质量。目前对于LCL滤波器谐振频率的问题，主要有两种解决方法：(1)采用外加硬件阻尼电路抑制LCL谐振；(2)采用软件控制方法抑制LCL谐振。由于第一种方法会增加硬件成本，故一般使用后一种方法。在理想电网条件下，现有的有源阻尼控制方法相对成熟，如基于陷波器的有源阻尼控制方法、基于滤波电容电流反馈的有源阻尼控制方法、基于多状态量混合反馈的有源阻尼控制方法等。然而在实际情况中，电网并不是理想的基波电网，电网中会存在弱电网阻抗，在弱电网条件下，弱电网电感的存在会影响控制***的稳定性，这给有源阻尼的LCL滤波器谐振抑制控制带来了困难。
发明内容
本发明的目的在于提供一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置及方法，以在弱电网条件下实现LCL滤波器的谐振抑制。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中三电平逆变器为LCL型NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；
采样单元分别采集LCL滤波器网侧的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相电流信号，传送至闭环控制单元；
闭环控制单元根据采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；将αβ坐标系下网侧电流的α、β轴分量iα、iβ输入有源阻尼单元；
闭环控制单元和有源阻尼单元得到的调制波信号做差，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管。
进一步地，所述数字处理控制模块为TMS320F28377D与EPM1270T芯片。
一种适应弱电网的LCL型逆变器并网控制方法，包括以下步骤：
步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器的网侧电压信号ua、ub、uc和网侧电流信号ia、ib、ic；
步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；
步骤3、计算s域下加入有源阻尼环及PR控制器后***的闭环传递函数，利用劳斯判据对***进行稳定性分析；
步骤4、对LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件进行分析；
步骤5、对***需要满足的幅值裕量要求进行分析；
步骤6、对***需要满足的相位裕量要求进行分析；
步骤7、在满足稳定性条件以及谐振抑制条件、幅值裕量要求、相位裕量要求的范围内，选取使***带宽最大的有源阻尼反馈系数kad和PR控制器比例环节系数Kp，以获得具有良好动态性能的闭环控制***；
步骤8、以电流正弦化为目标计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环输出相加，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；
步骤9、将步骤8所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态。
进一步地，步骤3所述对***进行稳定性分析，具体如下：
***稳定性分析结果如下：
Figure BSA0000226309960000021
式中，Kp为PR控制器比例环节系数，kad为有源阻尼反馈系数，L1为LCL滤波器逆变器侧电感感值，L2为LCL滤波器网侧电感感值，C1为LCL滤波器电容容值，Lg为弱电网电感值。
进一步地，步骤4所诉的对LCL滤波器谐振抑制条件分析具体如下：
***开环传递函数Gop(s)为：
Figure BSA0000226309960000022
由于数字控制中零阶保持器的存在，LCL滤波器的实际的谐振频率ωres在使用有源阻尼控制环路后会发生偏移，偏移后的谐振频率为ωres′，谐振抑制分析结果如下：
Figure BSA0000226309960000023
式中，KPWM为逆变器传递函数，Ts为采样时间，A为将ωres′代入开环传递函数之后分母上实数部分的模值，B为将ωres′代入开环传递函数之后分母上虚数部分的模值。
A＝0.5C1L1(L2+Lg)Tsωres′4-(0.5(L1+L2+Lg)Ts+kadKPWM)ωres′2
B＝(L1+L2+Lg)ωres′-C1L1(L2+Lg)ωres′3
进一步地，步骤5所述对***需要满足的幅值裕量要求进行分析，具体结果如下：
Figure BSA0000226309960000031
式中，GM为***的幅值裕量。
进一步地，步骤6所述所述对***需要满足的相位裕量要求进行分析，具体结果如下：
Figure BSA0000226309960000032
式中，PM为***的相位裕量，ωc为***的截止频率，ωres为LCL滤波器的谐振频率。
Figure BSA0000226309960000033
步骤7所述kad和Kp的选取如下：
Figure BSA0000226309960000034
式中，ωc_max为***的最大截止频率，其表达式为：
Figure BSA0000226309960000035
a＝4C1 2L1 2(L2+Lg_max)2(1+(tan PM)2)
b＝-10-0.1GMTs 2(L1+L2+Lg_max)2(tan PM)2
c＝4(tan PM)Ts(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
d＝-4(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
Δ1＝b2+12ad
Δ2＝2b3+27ac2-72abd
Figure BSA0000226309960000036
式中，a为由约束条件所得一元三次方程的三次项系数，b为一元三次方程的二次项系数，c为一元三次方程的一次项系数，d为一元三次方程的常数项系数，Δ1为一元三次方程的1判别式，Δ2为一元三次方程的2判别式，Δ3为一元三次方程的3判别式。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)通过网侧电流反馈有源阻尼，没有增加硬件成本，实现了LCL谐振抑制控制；(2)选取使***带宽较大的控制参数，使***在弱电网条件下能够稳定运行的同时具有良好的动态性能。
附图说明
图1是本发明适应弱电网阻抗变化的LCL型逆变器并网装置的结构示意图。
图2是LCL型NPC三电平逆变器并网***控制框图。
图3是NPC三电平并网逆变器的拓扑图。
图4是在理想电网条件时加入有源阻尼之后的仿真波形图。
图5是在弱电网电感Lg＝5mH时加入有源阻尼之后的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
结合图1，本发明适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中三电平逆变器为LCL型NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；采样单元分别采集LCL滤波器网侧的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相电流信号，传送至闭环控制单元；闭环控制单元根据采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；将αβ坐标系下网侧电流的α、β轴分量iα、iβ输入有源阻尼单元；闭环控制单元和有源阻尼单元得到的调制波信号相加，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管。
作为一种具体示例，所述数字处理控制模块为TMS320F28377D与EPM1270T芯片。
本发明一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置的控制方法，包括以下步骤：
步骤1、在每个开关周期内，数字控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器的网侧电压信号ua、ub、uc，网侧电流信号ia、ib、ic；
步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的网侧电压、网侧电流变换到静止αβ坐标系下；
Clarke变换转换矩阵为Tabc/αβ：
Figure BSA0000226309960000051
经过此步骤，得到静止αβ坐标系下网侧电压的α、β轴分量uα、uβ和网侧电流的α、β轴分量iα、iβ；
步骤3、计算s域下加入有源阻尼环及PR控制器后***的闭环传递函数，利用劳斯稳定判据对***进行稳定性分析。
LCL型NPC三电平逆变器并网***控制框图如图2所示，其中：
Gc(s)为电流控制器，其传递函数如下所示：
Figure BSA0000226309960000052
式中，Kp为比例控制器增益，Kr为基波谐振控制器增益，ωi为基波谐振控制器角频率，ωo为电网基波电压角频率，PR控制器可以实现对基波电流的无静差控制。
Gad(s)为有源阻尼环节，其传递函数为：
Gad(s)＝kads2
其中，kad为有源阻尼系数。
GZOH(s)为零阶保持器，其传递函数为：
Figure BSA0000226309960000053
***稳定性分析结果如下：
为了使***稳定，根据劳斯稳定性判据，需要使劳斯表中的第一列所有系数为正值，即Kp和kad需要满足如下条件：
Figure BSA0000226309960000054
式中，Kp为PR控制器比例环节系数，kad为有源阻尼反馈系数，L1为LCL滤波器逆变器侧电感感值，L2为LCL滤波器网侧电感感值，C1为LCL滤波器电容容值，Lg为弱电网电感值。
步骤4、对LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件进行分析；
***开环传递函数Gop(s)为：
Figure BSA0000226309960000055
LCL滤波器谐振频率的谐波抑制条件为20lgAωres′＜0dB，ωres′为加入有源阻尼后LCL滤波器的谐振频率，Aωres′的表达式为：
Figure BSA0000226309960000061
即Kp和kad需要满足如下条件：
Figure BSA0000226309960000062
式中，KPWM为逆变器传递函数，Ts为采样时间，A为将ωres′代入开环传递函数之后分母上实数部分的模值，B为将ωres′代入开环传递函数之后分母上虚数部分的模值。
A＝0.5C1L1(L2+Lg)Tsωres′4-(0.5(L1+L2+Lg)Ts+kadKPWM)ωres′2
B＝(L1+L2+Lg)ωres′-C1L1(L2+Lg)ωres′3
步骤5、对***需要满足的幅值裕量要求进行分析；
为了保证***的相对稳定性好，***的幅值裕量GM应满足GM≥3dB，即Kp和kad需要满足如下条件：
Figure BSA0000226309960000063
式中，GM为***的幅值裕量。
步骤6、对***需要满足的相位裕量要求进行分析；
为了保证***的相对稳定性好，***的相位裕量PM应满足PM≥45deg，即Kp和kad需要满足如下条件：
Figure BSA0000226309960000064
式中，PM为***的相位裕量，ωc为***的截止频率，ωres为LCL滤波器的谐振频率。
Figure BSA0000226309960000065
步骤7、在满足稳定性条件以及谐振抑制条件、***幅值裕量要求、***相位裕量要求的范围内，选取使***带宽最大的PR控制器比例环节系数Kp和有源阻尼反馈系数kad，以获得具有良好动态性能的闭环控制***，即求取满足如下等式的Kp和kad：
Figure BSA0000226309960000066
式中，ωc_max为***的最大截止频率，其表达式为：
Figure BSA0000226309960000071
a＝4C1 2L1 2(L2+Lg_max)2(1+(tan PM)2)
b＝-10-0.1GMTs 2(L1+L2+Lg_max)2(tan PM)2
c＝4(tan PM)Ts(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
d＝-4(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
Δ1＝b2+12ad
Δ2＝2b3+27ac2-72abd
Figure BSA0000226309960000072
式中，a为由约束条件所得一元三次方程的三次项系数，b为一元三次方程的二次项系数，c为一元三次方程的一次项系数，d为一元三次方程的常数项系数，Δ1为一元三次方程的1判别式，Δ2为一元三次方程的2判别式，Δ3为一元三次方程的3判别式。
步骤8、以电流正弦化为目标，计算电流给定，并以网侧电流作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经比例谐振调节器后与有源阻尼环输出做差，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；
步骤8.1、通过闭环控制单元和有源阻尼单元，得到静止αβ坐标系下的4路调制波信号vαh、vαpr、vβh、vβpr，将静止αβ坐标系下的α轴下的两个调制波信号vαh、vαpr相加得到：
vα＝vαh-vαpr
β轴下的两个调制波信号vβh、vβpr相加得到：
vβ＝vβh-vβpr
经过此步骤，得到静止αβ坐标系下的调制波信号vα、vβ；
步骤8.2、将静止αβ坐标系下vα、vβ转换到三相静止坐标系下，转换矩阵为Tαβ/abc：
Figure BSA0000226309960000073
经过此步骤，得到三相静止坐标系下的三相调制波信号va、vb、vc；
步骤9、将步骤8所得的三相调制信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态，具体为：
将三相静止坐标系下的三相调制波信号va、vb、vc送至正弦脉宽调制单元，生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制三电平逆变器开关管的工作状态，实现LCL滤波器谐振抑制的控制。
NPC三相三电平逆变器的调制规则如图3所示，以a相桥臂为例，在va的正半周，当va大于载波时，令Sa1、Sa2导通，a相桥臂输出高电平，当va小于载波时，令Sa2、Sa3导通，a相桥臂输出零电平；在va的负半周，当va小于载波时，令Sa3、Sa4导通，a相桥臂输出低电平，当va大于载波时，令Sa2、Sa3导通，a相桥臂输出零电平；b、c相桥臂的调制规则相同。
实施例1
本实施例利用MATLAB中的Simulink工具搭建了三电平逆变电路，直流电经直流母线电容后由三电平逆变电路逆变输出三相电压，经LCL滤波电路输出平稳的三相正弦电压。
仿真过程中的电气参数设置如表1：
表1
Figure BSA0000226309960000081
所选取的PR控制器比例环节系数Kp和有源阻尼反馈系数kad需要满足稳定性条件以及谐振抑制条件、***幅值裕量要求、***相位裕量要求，并使***带宽最大，以获得具有良好动态性能的闭环控制***，即求取满足如下等式的Kp和kad：
Figure BSA0000226309960000082
式中，ωc_max为***的最大截止频率，其表达式为：
Figure BSA0000226309960000091
a＝4C1 2L1 2(L2+Lg_max)2(1+(tan PM)2)
b＝-10-0.1GMTs 2(L1+L2+Lg_max)2(tan PM)2
c＝4(tan PM)Ts(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
d＝-4(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
Δ1＝b2+12ad
Δ2＝2b3+27ac2-72abd
Figure BSA0000226309960000092
式中，a为由约束条件所得一元三次方程的三次项系数，b为一元三次方程的二次项系数，c为一元三次方程的一次项系数，d为一元三次方程的常数项系数，Δ1为一元三次方程的1判别式，Δ2为一元三次方程的2判别式，Δ3为一元三次方程的3判别式。
根据表1中的仿真参数可得Kp和kad的取值为：
Figure BSA0000226309960000093
图4是在理想电网条件时加入有源阻尼之后的仿真波形图，图5是在弱电网电感Lg＝5mH时加入有源阻尼之后的仿真波形图，可以看出，使用本发明中的一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置及方法，可以有效的实现在弱电网条件下的稳定运行，并且具有良好的动态性能，抑制了网侧电流中的谐振频率次谐波，降低了电流的总谐波畸变率。
综上所述，本发明一种适应弱电网的LCL型逆变器并网控制方法，利用劳斯稳定性判据对此***进行稳定性分析，计算抑制LCL滤波器谐振所需满足的条件，计算***需要满足的幅值裕量要求及相位裕量要求，得到使截止频率最大的参数作为***参数，将有源阻尼单元输出与闭环控制单元输出相加，再经Clarke反变换后得到三相调制波，经正弦脉宽调制单元生成正弦脉宽调制信号，该正弦脉宽调制信号通过驱动电路控制三电平逆变器各个开关管的工作状态，实现LCL滤波器谐振抑制的控制。本发明通过网侧电流反馈有源阻尼抑制了LCL谐振频率次谐波，提高了***的动态响应性能，减少了输出电流的谐波，提高了波形质量，有利于并网逆变器的并网，具有重大的工程应用价值。

Claims (6)

1.一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，包括三电平逆变器、数字处理控制模块和驱动电路，其中三电平逆变器为LCL型NPC三电平逆变器，数字处理控制模块包括采样单元、闭环控制单元、有源阻尼单元和正弦脉宽调制单元；
采样单元分别采集LCL滤波器网侧的三相电压信号、LCL滤波器网侧的三相电流信号，传送至闭环控制单元；
闭环控制单元根据采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的三相电压信号、三相电流信号变换到静止αβ坐标系下；
将αβ坐标系下三相电流信号的α、β轴分量iα、iβ输入有源阻尼单元；
三相电压信号和三相电流信号通过闭环控制单元中的PR控制器产生的调制波信号与α、β轴分量iα、iβ通过有源阻尼单元得到的调制波信号做差，送至正弦脉宽调制单元，正弦脉宽调制单元的输出端经过驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂的各个开关管；
包括以下步骤：
步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集LCL滤波器的网侧的三相电压信号ua、ub、uc和网侧的三相电流信号ia、ib、ic；
步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号，经Clarke变换将静止abc坐标系下的三相电压信号、三相电流信号变换到静止αβ坐标系下；
步骤3、计算s域下加入有源阻尼单元及闭环控制单元中的PR控制器后***的闭环传递函数，利用劳斯判据对***进行稳定性分析；
步骤4、对LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件进行分析；
步骤5、对***需要满足的幅值裕量要求进行分析；
步骤6、对***需要满足的相位裕量要求进行分析；
步骤7、在满足稳定性条件以及谐振抑制条件、幅值裕量要求、相位裕量要求的范围内，选取使***带宽最大的有源阻尼反馈系数kad和PR控制器比例环节系数Kp，以获得具有良好动态性能的闭环控制***；
步骤8、以电流正弦化为目标计算电流给定，并以网侧的三相电流信号作为反馈量与所求得的电流给定量相减，经PR控制器后与有源阻尼单元输出做差，再经过Clarke反变换，输出三相调制波信号；
步骤9、将步骤8所得的三相调制波信号经正弦脉宽调制单元生成脉宽调制信号，该脉宽调制信号通过驱动电路控制逆变器开关管的工作状态；
对***进行稳定性分析，结果如下：
Figure FSB0000199695190000021
其中，Kp为PR控制器比例环节系数，kad为有源阻尼反馈系数，L1为LCL滤波器逆变器侧电感感值，L2为LCL滤波器网侧电感感值，C1为LCL滤波器电容容值，Lg为弱电网电感值。
2.根据权利要求1所述的一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，所述数字处理控制模块为TMS320F28377D与EPM1270T芯片。
3.根据权利要求1所述的一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，对LCL滤波器谐振频率谐波抑制条件的分析，具体如下：
***开环传递函数Gop(s)为：
Figure FSB0000199695190000022
其中，Ts为采样时间，KPWM为逆变器传递函数；
由于数字控制中零阶保持器的存在，LCL滤波器的实际的谐振频率ωres在使用有源阻尼控制环路后会发生偏移，偏移后的谐振频率为ωres′，谐振抑制分析结果如下：
Figure FSB0000199695190000023
式中，A为将ωres′代入开环传递函数之后分母上实数部分的模值，B为将ωres′代入开环传递函数之后分母上虚数部分的模值：
Figure FSB0000199695190000024
Figure FSB0000199695190000025
4.根据权利要求1所述的一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，对***需要满足的幅值裕量要求进行分析，具体结果如下：
Figure FSB0000199695190000026
式中，GM为***的幅值裕量。
5.根据权利要求1所述的一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，对***需要满足的相位裕量要求进行分析，具体结果如下：
Figure FSB0000199695190000027
式中，Ts为采样时间，KPWM为逆变器传递函数，PM为***的相位裕量，ωc为***的截止频率，ωres为LCL滤波器的谐振频率：
Figure FSB0000199695190000031
6.根据权利要求1所述的一种适应弱电网的LCL型逆变器并网装置，其特征在于，步骤7所述kad和Kp的选取如下：
Figure FSB0000199695190000032
其中，Ts为采样时间，KPWM为逆变器传递函数，GM为***的幅值裕量，PM为***的相位裕量，Lg_max为短路比(SCR)等于10对应的弱电网电感值；
式中，ωc_max为***的最大截止频率，其表达式为：
Figure FSB0000199695190000033
a＝4C1 2L1 2(L2+Lg_max)2(1+(tan PM)2)
b＝-10-0.1GMTs 2(L1+L2+Lg_max)2(tan PM)2
c＝4(tan PM)Ts(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
d＝-4(L1+L2+Lg_max)210-0.1GM
Δ1＝b2+12ad
Δ2＝2b3+27ac2-72abd
Figure FSB0000199695190000034
式中，a为由约束条件所得一元三次方程的三次项系数，b为一元三次方程的二次项系数，c为一元三次方程的一次项系数，d为一元三次方程的常数项系数，Δ1为一元三次方程的1判别式，Δ2为一元三次方程的2判别式，Δ3为一元三次方程的3判别式。
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