CN111555626A - 一种有源钳位反激变换器的控制方法及其*** - Google Patents

一种有源钳位反激变换器的控制方法及其*** Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有源钳位反激变换器的控制方法及其***，采用非互补储能与互补放能相结合的工作模式，在非互补储能工作模式下，将漏感的能量储存至钳位电容，每个周期后，钳位电容两端的电压上升，当达到所设定的阈值电压时，变换器从非互补储能工作模式转变为互补放能工作模式，在互补放能工作模式工作一个周期后，重新跳转至非互补储能模式，能够在不损失占空比的条件下，实现主开关管和钳位开关管的ZVS的同时，减小了每个周期内的原边电流均方根值Irms。

Description

一种有源钳位反激变换器的控制方法及其***
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及一种有源钳位反激变换器的控制方法及其***。
背景技术
在小功率变换器的应用场合中，反激变换器是普遍采的拓扑之一。在实际工作过程中由于漏感的存在，反激变换器常需要钳位电路。近年来由于有源钳位反激变换器能够实现漏感能量回收并实现软开关，从而使工作频率和效率有极大的改善，而逐渐成为小功率变换器提高功率密度、开关频率和效率的解决方案。
一般而言，设计者通常在低输入电压条件下将有源钳位反激变换器设计为连续工作模式并采用互补型控制策略，处于该工作状态下的电路可以实现所有开关管ZVS(零电压开关)。并且由于是互补型驱动，在钳位电路工作过程中钳位开关管将一直处于导通状态，体二极管不会出现反向恢复问题。另外由于钳位开关管导通时间长，所以电路中电流变化斜率较小，EMI性能较好。随着输入电压增高、或者输出功率下降，电路会进入断续工作模式。若在断续工作模式下仍采用互补型控制策略，虽然可以实现所有开关管的ZVS，但是变压器原边激磁电流和漏感电流在失去副边输出钳位后将反向激增。
针对上述情况，非互补控制策略逐渐发展，文献《A Novel NoncomplementaryActive Clamp Flyback Control Technique》提出了一种新型的有源钳位反激变换器的非互补控制策略。如图1所示，其拓扑与传统的的同步整流有源钳位反激变换器并无两样，只是在控制策略上有所创新。传统的非互补控制策略如图2所示，其中Is是副边的电流，Ip表示流经变压器的电流，其中虚线代表磁化电流，Vds为主开关管两端电压，Vgsw为主开关管的驱动波形，Vgsa为钳位开关管的驱动波形，Vgsr为同步整流开关管的驱动波形。
如图2所示：在t0时刻，主开关管断开，钳位开关管和同步整流开关管还未开通，此时漏感以及励磁电感给主开关管的输出电容充电，钳位开关管的输出电容放电，当主开关管两端电压上升至能够使钳位开关管的体二极管导通时，也就是t1时刻，将同步整流开关管导通，t1～t2时间段内，漏感的给钳位电容充电，同时励磁电感被副边钳位，将能量耦合至副边，并且在t2时刻，漏感能量全部传输完成，t2～t3，只有同步整流开关管导通，此时励磁电感不断将能量传至副边，在t3时刻，励磁电感能量全部传输完成，此刻打开钳位开关管，钳位电容与变压器形成回路，将钳位电容上的部分能量耦合至副边，同时与漏感谐振，t4时刻，关断钳位开关管和同步整流开关管，此时漏感给主开关管的输出电容放电，给钳位开关管的输出电容充电，至t5时刻，主开关管的输出电容完全放电，实现主开关管的ZVS，此刻打开主开关管，电源给励磁电感励磁，从而形成一个完整的周期。
在该模式下，能够很好的实现主开关管的ZVS，但是同时有些弊端：钳位开关管在t1～t2时间段内断开，通过体二极管给钳位电容充电，产生二极管导通损耗，通常体二极管反向恢复特性很差，快速电流变化率将导致钳位开关管的体二极管反向恢复电流增大，体二极管反向恢复还影响器件使用寿命。t3～t4时间段内，在原边回路上的循环能量过大，导致较高地Irms(原边电流均方根值),从而产生更大地导通损耗。
文章《A Novel Noncomplementary Active Clamp Flyback Control Technique》提出的新型非互补控制策略如图3所示,图中所有的变量所代表的意义与图2表示的并无不同，区别在于t1～t2时间段内使得钳位开关管导通，减小了钳位开关管中的体二极管的导通损耗，t3～t4时间段内同步整流开关管断开，钳位开关管开通，主开关管断开，此刻通过钳位管同时给励磁电感和漏感放电，从而使得Ip下降速率降低，从而达到减小Irms的效果。但其带来的弊端也是显而易见的，其每个周期向副边传递的能量降低，并且由于Ip下降速率降低，想要使得钳位电容能够复位所花费的时间更多，这就导致在每个周期内其主开关管的占空比下降，占空比损失会导致其整个***带负载能力的下降。
综合上述，非互补控制策略虽然解决了高输入电压进入断续工作模式的传统互补型有源钳位反激电路在变压器原边励磁电流和漏感电流失去副边输出钳位后反向激增问题，非互补型控制策略也存在一些问题，即原边向副边传输的能量下降，有占空比损失，导致其带负载能力下降。
发明内容
基于现有技术所存在的问题，本发明提出了一种有源钳位反激变换器的控制方法及其***，具体的说是一种非互补与互补同步整流相结合的控制方法及其***，能够在不损失占空比的条件下，实现主开关管和钳位开关管的ZVS的同时，减小了每个周期内的原边电流均方根值Irms，从而提高整个变换器的工作效率。
为实现上述发明目的，本发明采用的技术方案如下：一种有源钳位反激变换器的控制方法，基于有源钳位反激变换器的电路拓扑，包括输入电压源Vin、主开关管Sw、钳位开关管Sa、钳位电容Cclamp、同步整流开关管Sr、变压器在原边的漏感Lr、变压器的励磁电感Lm、输出滤波电容Co、负载R以及输出电压Vo,其中钳位电容Cclamp与钳位开关管Sa串联构成钳位电路；
其特征在于：采用非互补储能与互补放能相结合的工作模式，在非互补储能工作模式下，将漏感Lr的能量储存至钳位电容Cclamp，每个周期后，钳位电容Cclamp两端的电压上升，当达到所设定的阈值电压Vth时，变换器从非互补储能工作模式转变为互补放能工作模式，在互补放能工作模式工作一个周期后重新跳转至非互补储能模式；
包括以下步骤：
S1，在非互补储能工作模式中，主开关管Sw导通，钳位开关管Sa与同步整流管Sr关断，电压源Vin向励磁电感Lm储能；
S2，主开关管Sw关断，死区时间内励磁电感Lm与漏感Lr给主开关管Sw的结电容充电，给钳位开关管Sa和同步整流开关管Sr的结电容放电，主开关管Sw漏端电压上升；
S3，钳位开关管Sa和同步整流管Sr导通，将余下的漏感Lr能量向钳位电容Cclamp储能，与此同时将原边励磁电感Lm的能量传至副边，此时通过检测主开关管Sw的漏端电压Vds并与设定的阈值电压Vth比较，若Vds>＝Vth，则在这个工作周期完成后跳转至互补工作放能模式，否则，下一个工作周期仍然为非互补储能工作模式。
S4，关断钳位开关管Sa，防止钳位电容Cclamp电流反向，励磁电感Lm继续向副边传递能量,与此同时检测副边电流，在副边励磁电流过零时，触发同步整流管Sr关断；
S5，在关断同步整流管Sr及开通主开关管Sw的死区时间内，钳位开关管Sa开通，向励磁电感Lm和漏感Lr反向励磁，形成足够实现主开关管Sw的零电压开关ZVS；
S6，如S3中检测到的主开关管Sw的漏端电压Vds<Vth，则继续重复上述步骤，否则转变为互补放能工作模式。
所述非互补工作储能模式中，主开关管Sw与钳位开关管Sa的开关波形不是互补波形；所述互补工作放能工作模式中，主开关管Sw与钳位开关管Sa的开关波形是互补波形。
实现有源钳位反激变换器的控制方法的控制***，其特征在于：设置包括峰值电流采样电路、漏源电压采样电路、输出电流检测电路、输出电压隔离采样电路、控制逻辑电路和栅极驱动电路构成的控制***与有源钳位反激变换器拓扑形成闭环；峰值电流采样电路通过采样电阻Rcs采样主开关管Sw开通时的峰值电流Ics，漏源电压采样电路采样主开关管Sw的漏端电压并等比例缩小成控制逻辑电路能够识别的大小Vds，输出电流检测电路在同步整流开关管Sr导通时间段内通过检测在同步整流Sr开关管两端的电压来获取输出电流Io，上述峰值电流Ics、等比例缩小后的漏端电压Vds、输出电流Io以及经输出电压隔离采样电路得到的输出电压Vo均连接至控制逻辑电路，控制逻辑电路的输出连接栅极驱动电路，栅极驱动电路输出三个控制信号Vgsa、Vgsw和Vgsr分别对应连接主开关管Sw、钳位开关管Sa和同步整流开关管Sr的栅极。
所述控制逻辑电路包括比较器A、非互补储能控制器、互补放能控制器和PWM栅极信号生成模块，比较器A的正输入端连接漏源电压采样电路输出的漏端电压Vds，比较器A的负输入端连接设定的阈值电压Vth，比较器A的输出分别连接非互补储能控制器及互补放能控制器的输入端，非互补储能控制器还设有峰值电流Ics、输出电流Io和输出电压Vo三个输入端，非互补储能控制器的输出及互补放能控制器的输出均连接PWM栅极信号生成模块，PWM栅极信号生成模块输出的三个逻辑信号通过栅极驱动电路产生对应的三个控制信号Vgsa、Vgsw和Vgsr。
所述非互补储能控制器包括补偿网络、比较器B、比较器C、触发器A、触发器B、定时器A和或门，补偿网络的两个输入端分别连接参考电压Vref和输出电压Vo，补偿网络输出参考电流Iref连接比较器B的正输入端，峰值电流Ics连接比较器B的负输入端，比较器B的输出连接触发器A的复位端
Figure BDA0002482327480000041
触发器A的置位端
Figure BDA0002482327480000042
连接或门的输出端，触发器A的输出端Q输出栅极逻辑信号Vgsw并连或门的一个输入端，接触发器A的输出端
Figure BDA0002482327480000043
连接触发器B的置位端
Figure BDA0002482327480000044
触发器B的复位端
Figure BDA0002482327480000045
连接比较器C的输出端，比较器C的正输入端连接输出电流Io，比较器C的负输入端接地，触发器B的输出端Q输出逻辑信号Vgsr并连接或门的另一个输入端和定时器A，定时器A输出逻辑信号Vgsa。
所述互补放能控制器包括定时器B、反相器A和反相器B，定时器B的输入连接比较器A的输出，定时器B输出逻辑信号Vgsw并通过反相器A输出栅极逻辑信号Vgsa、通过反相器B输出逻辑信号Vgsr。
本发明的优点及显著效果：本发明提出的一种非互补储能与互补放能相结合的控制方法及其***，能够在不损失占空比的条件下，实现主开关管和钳位开关管的ZVS的同时，减小了每个周期内的原边电流均方根值Irms，从而提高整个变换器的工作效率。
附图说明
图1是现有技术典型的有源钳位同步整流反激变换器电路原理图；
图2为现有技术典型非互补模式有源钳位同步整流反激变换器的关键信号波形图；
图3为《A Novel Noncomplementary Active Clamp Flyback ControlTechnique》提出的非互补控制策略的关键信号波形图；
图4为本发明的控制***原理图；
图5为本发明控制方法的关键信号波形图；
图6为本发明控制***的电路结构；
图7为本发明控制***中非互补储能控制器结构；
图8为本发明控制***中互补放能控制器结构。
具体实施方式
本发明采用非互补储能与互补放能相结合的工作模式，在非互补储能工作模式下，将漏感Lr的能量储存至钳位电容Cclamp，每个周期后，钳位电容Cclamp两端的电压上升，当达到所设定的阈值电压Vth时，变换器从非互补储能工作模式转变为互补放能工作模式，在互补放能工作模式工作一个周期后重新跳转至非互补储能模式；
包括以下步骤：
S1，在非互补储能工作模式中，主开关管Sw导通，钳位开关管Sa与同步整流管Sr关断，电压源Vin向励磁电感Lm储能；
S2，主开关管Sw关断，死区时间内励磁电感Lm与漏感Lr给主开关管Sw的结电容充电，给钳位开关管Sa和同步整流开关管Sr的结电容放电，主开关管Sw漏端电压上升；
S3，钳位开关管Sa和同步整流管Sr导通，将余下的漏感Lr能量向钳位电容Cclamp储能，与此同时将原边励磁电感Lm的能量传至副边，此时通过检测主开关管Sw的漏端电压Vds并与设定的阈值电压Vth比较，若Vds>＝Vth，则在这个工作周期完成后跳转至互补工作放能模式，否则，下一个工作周期仍然为非互补储能工作模式。
S4，关断钳位开关管Sa，防止钳位电容Cclamp电流反向，励磁电感Lm继续向副边传递能量,与此同时检测副边电流，在副边励磁电流过零时，触发同步整流管Sr关断；
S5，在关断同步整流管Sr及开通主开关管Sw的死区时间内，钳位开关管Sa开通，向励磁电感Lm和漏感Lr反向励磁，形成足够实现主开关管Sw的零电压开关ZVS；
S6，如S3中检测到的主开关管Sw的漏端电压Vds<Vth，则继续重复上述步骤，否则转变为互补放能工作模式。
非互补工作储能模式：主开关管Sw与钳位开关管Sa开关波形不是互补波形，并且每个周期向钳位电容Cclamp充电，使得钳位电容Cclamp两端电压上升，同时使得主开关管Sw漏端电压上升。具体步骤如下：
(1)主开关管Sw导通钳位开关管Sa与同步整流管Sr关断，电压源Vin向励磁电感Lm储能，Sw开关管关断，励磁电感Lm与漏感Lr给Sw的结电容充电，给Sa与Sr的结电容放电，Sw漏端电压上升，开通Sa将余下的漏感能量通过向钳位电容Cclamp储能，同时开通Sr将原边励磁电感的能量传至副边，漏感能量传输完毕时关断Sa。
(2)在Sw关断期间，通过副边电流检测电路检测副边的电流，检测副边电流过零时刻，此时关断Sr，开通Sa，钳位电容与励磁电感Lm以及漏感Lr谐振，形成能够实现开关管Sw的ZVS(零电压开关)的负电流。
(3)一段死区时间过后，主开关管Sw实现ZVS，开通Sw，非互补储能模式完成一个周期。
互补工作放能工作模式：主开关管Sw与钳位开关管Sa开关波形是互补波形，并且Sw开关管的占空比与非互补工作放能模式的小，并且在该工作模式下，在一个周期内将钳位电容Cclamp放电耦合至副边，使得钳位电容Cclamp两端电压下降，同时使得主开关管Sw漏端电压下降。具体步骤如下：
(1)主开关管Sw导通钳位开关管Sa与同步整流管Sr关断，电压源Vin向励磁电感Lm储能，Sw开关管关断，励磁电感Lm与漏感Lr给Sw的结电容充电，给Sa与Sr的结电容放电，Sw漏端电压上升，开通Sa将余下的漏感能量向钳位电容Cclamp储能，同时开通Sr将原边励磁电感的能量传至副边。
(2)关断钳位开关管Sa与同步整流管Sr，停止钳位电容放电，于与此同时漏感与励磁电感形成的负电流使得能够实现Sw的ZVS.然后开通Sw，从互补放能工作模式切换至非互补储能工作模式。
变换器通过多个周期非互补储能工作模式下向钳位电容充电，使得每个周期下钳位电容所储存的能量增加，通过检测非互补工作模式下Sw关断，Sa导通时Sw的漏端电压，并于设置的阈值电压Vth作比较，如果Sw的漏端电压大于设置的阈值电压Vth，则在此非互补储能工作周期后，切换至互补工作放能模式，并且在互补放能工作模式工作完成后在此转变为非互补储能工作模式。
由非互补储能模式转换至互补放能模式，之后互补放能模式工作一个周期后转变为非互补储能工作模式，转换阶段如图5所示。
非互补储能工作模式状态如下：
0～t0：主开关管导通，钳位开关管与同步整流开关管断开，电源给磁化电感以及漏感励磁，有
Figure BDA0002482327480000061
所以磁化电感以及漏感电流线性增大。
t0～t1：在图中通过放大显示，实际上死区时间很小，此刻关断主开关管，漏感与磁化电感给主开关管的输出电容充电，给钳位开关管的输出电容放电，此阶段主开关管两端的电压Vds近似线性上升，当上升至约Vin+Vc，钳位开关管的体二极管开通。
t1～t2：打开钳位开关管以及同步整流开关管，此阶段Vds被副边钳位，磁化电感通过磁芯向副边传递能量，同时漏感通过钳位开关管向钳位电容充电，此阶段漏感电流近似线性下降，磁化电感由于被副边钳位电流以
Figure BDA0002482327480000071
线性下降。
t2～t3：在t2时刻，漏感电流接近于0，关断钳位开关管，此阶段只有磁化电感向副边传递能量。
t3～t4：在t3时刻，磁化电感能量全部耦合至副边，关闭同步整流开关管，打开钳位开关管，通过钳位电容给磁化电感以及漏感反向充电，为主开关管实现ZVS做准备。在此阶段钳位电容没有完全复位，只是释放出部分能量去实现开关管的ZVS，应满足
Figure BDA0002482327480000072
其中Im_为为了实现主开关管Sw零电压开关所需要的负电流，Csw为等效结电容，Vds为Sw两端电压，Lm为励磁电感的感值。
t4～t5：在t4时刻，关断钳位开关管，在t4～t5时间段内。由于漏感以及磁化电感中的电流不能突变，于是与主开关管以及钳位开关管的电容谐振，在该过程中，主开关管的输出电容下降至0后，通过体二极管实现漏感以及磁化电感的续流，实现了主开关的ZVS。t5时刻，主开关管开通，完成一个周期。
在上述工作模式中，每个周期都向钳位电容充电。
互补放能模式状态如下：
t5～t6：在该时间段内主开关管开通，钳位开关管以及同步整流管关断，电源给漏感以及磁化电感励磁，电流线性增大。与第一种工作状态相比，该时间段较小，同时能实现钳位管的ZVS。
t6～t7：在该时间段内，关闭主开关管，漏感与磁化电感给主开关管的输出电容充电，给钳位开关管的输出电容放电，主开关管两端的电压上升至约Vin+Vc，实现钳位开关管的ZVS，并且能够。
t7～t8：在该时间段内，主开关管关闭，钳位开关管和同步整流开关管导通，此刻磁化电感向副边耦合传输能量，漏感与钳位电感谐振，在这段时间内，漏感与钳位电容谐振将前数个周期储存在电容中的能量复位。
t8～t9：在该时间段内，钳位开关管和同步整流开关管关断，此刻漏感与主开关管的输出电容谐振，漏感电流绝对值减小，主开关的两端电压下降，实现主开关管的ZVS。
t9～t10：在t9时刻，漏感以及磁化电感的能量回流至电源，在t10时刻，开始下一个控制状态。
t10～t11：主开关管导通，钳位开关管与同步整流开关管断开，电源给磁化电感以及漏感励磁，有
Figure BDA0002482327480000081
所以磁化电感以及漏感电流线性增大。重复进入非互补导通储能模式。
如图4，实现有源钳位反激变换器的控制方法的控制***，包括峰值电流采样电路、漏源电压采样电路、输出电流检测电路、输出电压隔离采样电路、控制逻辑电路和栅极驱动电路构成的控制***与有源钳位反激变换器拓扑形成闭环。其中，峰值电流采样电路、漏源电压采样电路、输出电流检测电路、输出电压隔离采样电路和栅极驱动电路均为公知电路。
如图6，控制逻辑电路包括两种不同控制器以及比较器A和PWM信号生成模块。比较器A的输出端接非互补储能控制器与互补放能控制器的使能端，非互补储能控制器高电平有效，控制变换器工作在非互补储能工作模式；互补放能控制器低电平有效，控制变换器工作在互补放能工作模式。在每个工作周期结束时比较器A通过将漏源电压采样电路采样的信号Vds与设定的阈值电压Vth作比较，判断***是否从非互补储能工作模式转换至互补放能工作模式。
如图7，非互补储能控制器包括补偿网络、比较器B、比较器C、触发器A、触发器B、或门、以及定时器A。其中补偿网络是为了实现开关电源实现所要求闭环稳定性以及动态响应速度，通常使用的有二型补偿网络与三型补偿网络，已经是现有成熟的技术，在此不再赘述。其中定时器A下降沿触发，产生一个恒定脉宽信号。
非互补储能控制器将输出电压信号Vo，峰值电流信号Ics，通过峰值电流闭环反馈调节主开关管栅极信号的占空比，从而稳定控制变换器的输出电压。将采集的电压输出信号Vo与设定的参考电压Vref比通过补偿网络后生成峰值电流参考信号，将峰值电流采样电路采样得来的电流信号Ics通过比较器B中的信号Iref做比较，从而生成控制主开关管的栅极信号Vgsw逻辑信号，当Ics<＝Iref时，主开关管保持原来的状态，当Ics>Iref时，通过触发器主开关管断开，所以当负载或者输入电压变化的时候，可以通过峰值电流反馈控制主开关管的导通时间，从而实现稳定的电压输出。
Vgsr逻辑信号与Vgsa逻辑信号接入或门，当且仅当Vgsr逻辑信号与Vgsa逻辑信号都为低电平时，通过触发器A触发主开关输出高电平信号，控制主开关管导通。其中触发器B的Q端输出Vgsw逻辑信号，另外一端输出端输出同步整流管接至触发器B的置位端，触发器B的复位端接比较器C的输出信号。输出电流检测电路通过采样获得的输出电流Io与零比较，当输出电流Io下降至零是输出低电平，下降沿触发触发器B，从而控制Vgsr逻辑信号由高电平转为低电平。Vgsr逻辑信号接入定时器A，下降沿触发定时器，输出一个恒定脉宽的Vgsa逻辑信号，在该时间内，钳位开关管导通，通过钳位电容与励磁电感谐振，从而获得实现主开关管ZVS。
如图8,互补放能能控制器包括定时器B和两个反相器，其中定时器B上升沿触发，输出一个恒定脉宽信号。定时器B的输入端接比较器A的输出端，定时器B的输出为Vgsw逻辑信号，定时器B的输出端还分别接入反相器A与反相器B，反相器A输出Vgsa逻辑信号，反相器B输出Vgsr逻辑信号。
当互补放能能控制器开始工作时，通过开通固定时间的主开关管，向励磁电感正向励磁，然后关断主开关管，导通恒定时间的钳位开关管以及同步整流开关管，将钳位电感里储存的能量释放。关断互补放能控制器，开通非互补储能控制器，以此循环。

Claims (7)

1.一种有源钳位反激变换器的控制方法，基于有源钳位反激变换器的电路拓扑，包括输入电压源Vin、主开关管Sw、钳位开关管Sa、钳位电容Cclamp、同步整流开关管Sr、变压器在原边的漏感Lr、变压器的励磁电感Lm、输出滤波电容Co、负载R以及输出电压Vo,其中钳位电容Cclamp与钳位开关管Sa串联构成钳位电路；
其特征在于：采用非互补储能与互补放能相结合的工作模式，在非互补储能工作模式下，将漏感Lr的能量储存至钳位电容Cclamp，在非互补储能工作模式完成一个周期后，钳位电容Cclamp两端的电压上升，当达到所设定的阈值电压Vth时，变换器从非互补储能工作模式转变为互补放能工作模式，在互补放能工作模式工作一个周期后重新跳转至非互补储能模式；
包括以下步骤：
S1，在非互补储能工作模式中，主开关管Sw导通，钳位开关管Sa与同步整流管Sr关断，电压源Vin向励磁电感Lm储能；
S2，主开关管Sw关断，死区时间内励磁电感Lm与漏感Lr给主开关管Sw的结电容充电，给钳位开关管Sa和同步整流开关管Sr的结电容放电，主开关管Sw漏端电压上升；
S3，钳位开关管Sa和同步整流管Sr导通，将余下的漏感Lr能量向钳位电容Cclamp储能，与此同时将原边励磁电感Lm的能量传至副边，此时通过检测主开关管Sw的漏端电压Vds并与设定的阈值电压Vth比较，若Vds>＝Vth，则在这个工作周期完成后跳转至互补工作放能模式，否则，下一个工作周期仍然为非互补储能工作模式。
S4，关断钳位开关管Sa，防止钳位电容Cclamp电流反向，励磁电感Lm继续向副边传递能量,与此同时检测副边电流，在副边励磁电流过零时，触发同步整流管Sr关断；
S5，在关断同步整流管Sr及开通主开关管Sw的死区时间内，钳位开关管Sa开通，向励磁电感Lm和漏感Lr反向励磁，形成足够实现主开关管Sw的零电压开关ZVS；
S6，如S3中检测到的主开关管Sw的漏端电压Vds<Vth，则继续重复上述步骤，否则转变为互补放能工作模式。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：所述非互补工作储能模式中，主开关管Sw与钳位开关管Sa的开关波形不是互补波形。
3.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的控制方法，其特征在于：所述互补工作放能工作模式中，主开关管Sw与钳位开关管Sa的开关波形是互补波形。
4.实现权利要求1所述有源钳位反激变换器的控制方法的控制***，其特征在于：设置包括峰值电流采样电路、漏源电压采样电路、输出电流检测电路、输出电压隔离采样电路、控制逻辑电路和栅极驱动电路构成的控制***与有源钳位反激变换器拓扑形成闭环；峰值电流采样电路通过采样电阻Rcs采样主开关管Sw开通时的峰值电流Ics，漏源电压采样电路采样主开关管Sw的漏端电压并等比例缩小成控制逻辑电路能够识别的大小Vds，输出电流检测电路在同步整流开关管Sr导通时间段内通过检测在同步整流Sr开关管两端的电压来获取输出电流Io，上述峰值电流Ics、等比例缩小后的漏端电压Vds、输出电流Io以及经输出电压隔离采样电路得到的输出电压Vo均连接至控制逻辑电路，控制逻辑电路的输出连接栅极驱动电路，栅极驱动电路输出三个控制信号Vgsa、Vgsw和Vgsr分别对应连接主开关管Sw、钳位开关管Sa和同步整流开关管Sr的栅极。
5.根据权利要求4所述的实现有源钳位反激变换器的控制方法的控制***，其特征在于：所述控制逻辑电路包括比较器A、非互补储能控制器、互补放能控制器和PWM栅极信号生成模块，比较器A的正输入端连接漏源电压采样电路输出的漏端电压Vds，比较器A的负输入端连接设定的阈值电压Vth，比较器A的输出分别连接非互补储能控制器及互补放能控制器的输入端，非互补储能控制器还设有峰值电流Ics、输出电流Io和输出电压Vo三个输入端，非互补储能控制器的输出及互补放能控制器的输出均连接PWM栅极信号生成模块，PWM栅极信号生成模块输出的三个栅极逻辑信号通过栅极驱动电路产生对应的三个控制信号Vgsa、Vgsw和Vgsr。
6.根据权利要求5所述的实现有源钳位反激变换器的控制方法的控制***，其特征在于：所述非互补储能控制器包括补偿网络、比较器B、比较器C、触发器A、触发器B、定时器A和或门，补偿网络的两个输入端分别连接参考电压Vref和输出电压Vo，补偿网络输出参考电流Iref连接比较器B的正输入端，峰值电流Ics连接比较器B的负输入端，比较器B的输出连接触发器A的复位端
Figure FDA0002482327470000021
触发器A的置位端
Figure FDA0002482327470000022
连接或门的输出端，触发器A的输出端Q输出栅极逻辑信号Vgsw并连接或门的一个输入端，接触发器A的输出端
Figure FDA0002482327470000024
连接触发器B的置位端
Figure FDA0002482327470000023
触发器B的复位端
Figure FDA0002482327470000025
连接比较器C的输出端，比较器C的正输入端连接输出电流Io，比较器C的负输入端接地，触发器B的输出端Q输出栅极逻辑信号Vgsr并连接或门的另一个输入端和定时器A，定时器A输出栅极逻辑信号Vgsa。
7.根据权利要求5所述的实现有源钳位反激变换器的控制方法的控制***，其特征在于：所述互补放能控制器包括定时器B、反相器A和反相器B，定时器B的输入连接比较器A的输出，定时器B输出栅极逻辑信号Vgsw并通过反相器A输出栅极逻辑信号Vgsa、通过反相器B输出栅极逻辑信号Vgsr。
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