CN112335164A - 电力变换装置 - Google Patents

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铃木高见
中村优太
黑川和成
加藤拓马
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Abstract

本发明的电力变换装置，具有斩波电路被并联地连接了多个的多相转换器，该斩波电路具有开关元件和被连接到所述开关元件的电抗器，其特征在于，具有：单个的电流传感器，被设在所述斩波电路的初级侧，在所述各开关元件为接通状态及关断状态的两者中检测各所述电抗器中流动的相电流；以及偏流检测单元，基于被所述电流传感器检测出的所述相电流检测所述多相转换器中的相电流的偏流，所述电流传感器检测相电流，使得各所述电抗器中流动的相电流的方向为彼此同一方向。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置。
本申请要求基于2018年6月18日在日本申请的特愿2018－115547号的优先权，将其内容引用于此。
背景技术
在下述专利文献1中，公开了将组合了开关元件及电抗器(reactor)的二个斩波电路并联连接的多相转换器。上述斩波电路具有第1斩波电路及第2斩波电路。
上述多相转换器以单个的电流传感器检测第1斩波电路及第2斩波电路相互间的电流不平衡(以下，称为“偏流”。)。上述多相转换器控制各开关元件的开关，以降低上述单个的电流传感器检测出的偏流。
上述单个的电流传感器进行检测，使得从第1斩波电路的电抗器朝向开关元件和二极管的第1电流与从第2斩波电路的电抗器朝向开关元件和二极管的第2电流分别为相反方向。由此，上述单个的电流传感器可检测第1电流和第2电流之差即偏流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5734441号公报
发明内容
发明要解决的课题
被上述单个的电流传感器检测的电流为合计了第1电流和与该第1电流流动的方向为相反方向的第2电流的电流。为此，第1电流和第2电流彼此抵消。因此，有被单个的电流传感器检测的电流值变小，偏流的检测精度下降的情况。
本发明是鉴于这样的情况而完成，其目的在于提高多相转换器中的偏流的检测精度。
用于解决课题的方案
(1)本发明的一方式是电力变换装置，具有斩波电路被并联地连接了多个的多相转换器，该斩波电路具有开关元件和被连接到所述开关元件的电抗器，其特征在于，该电力变换装置具有：单个的电流传感器，被设在所述斩波电路的初级侧，在所述各开关元件为接通状态及关断状态的两者中检测各所述电抗器中流动的相电流；以及偏流检测单元，基于被所述电流传感器检测出的所述相电流检测所述多相转换器中的相电流的偏流，所述电流传感器检测相电流，使得各所述电抗器中流动的相电流的方向为彼此同一方向。
(2)作为上述(1)的电力变换装置，所述偏流检测单元也可以基于被所述电流传感器检测出的所述相电流从增加变化为减少时的该相电流即变化点相电流，检测所述偏流。
(3)作为上述(2)的电力变换装置，所述偏流检测单元也可以将在各所述开关元件从接通状态被切换为关断状态的情况下被所述电流传感器检测出的所述相电流，获取为所述变化点相电流。
(4)作为上述(2)或上述(3)的电力变换装置，也可以还具有使从所述电流传感器被输入到所述偏流检测单元的所述相电流仅延迟规定时间的延迟单元，所述偏流检测单元在第1定时从所述电流传感器获取所述相电流，所述规定时间被设定为所述开关元件从接通状态被切换为关断状态的第2定时与所述第1定时的差分的时间。
(5)作为上述(2)至上述(4)的任意一个的电力变换装置，所述偏流检测单元也可以将被所述电流传感器检测出的多个所述变化点相电流的电流差检测为所述偏流。
(6)作为上述(1)至上述(5)的任意一个的电力变换装置，各所述电抗器也可以彼此被磁耦合。
(7)作为上述(1)至上述(6)的任意一个的电力变换装置，所述多相转换器也可以是两个所述斩波电路被并联地连接的二相型的转换器。
发明效果
如以上说明，根据本发明，可以提高偏流的检测精度。
附图说明
图1是表示本实施方式的PCU1的概略结构的一例子的图。
图2是表示本实施方式的电流传感器26所检测的合计相电流IPN的波形的一例子的图。
图3是本实施方式的偏流检测单元52的概略结构图。
图4是本实施方式的控制单元51的概略结构图。
具体实施方式
以下，使用附图说明本实施方式的电力变换装置。
图1是表示本实施方式的电力变换装置1的概略结构的一例子的图。电力变换装置1被装载在以电机M作为动力源行驶的车辆上。例如，电力变换装置1被装载在混合动力车和电动汽车等的车辆上。例如，电力变换装置1是PCU(Power Control Unit；电力控制单元)。
如图1所示，电力变换装置1具有多相转换器2、逆变器3、延迟单元4、以及控制装置5。
多相转换器2例如是车载用的多相型的DC/DC转换器。多相转换器2将从直流电源E输入的直流电压VB升压至规定的电压Vc(以下，称为“升压电压”。)并输出到逆变器3。再者，在本实施方式中，说明多相转换器2为二相的DC/DC转换器的情况，但本发明并没有被限定于此，如果其相数为二以上，则没有被特别地限定。以下，说明本实施方式的多相转换器2的具体的结构。
多相转换器2具有初级侧电容器21、斩波电路22、23、次级侧电容器24、电压检测单元25、以及电流传感器26。
初级侧电容器21的第1端部被连接到直流电源E的正端子，第2端部被连接到直流电源E的负端子。初级侧电容器21是将从直流电源E输出的直流电压VB进行平滑的平滑电容器。
斩波电路22、23在直流电源E及逆变器3之间被彼此并联地连接。在本实施方式中，说明斩波电路22、23为升压斩波电路的情况，但本发明并没有被限定于此，例如，可以是降压斩波电路，也可以是升压降压斩波电路。
斩波电路22具有电抗器L1及电力模块P1。
电抗器L1的第1端部被连接到初级侧电容器21的第1端部，第2端部被连接到电力模块P1。
电力模块P1具有彼此被串联地连接的开关元件Q1及开关元件Q2。在本实施方式中，说明开关元件Q1及开关元件Q2为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；绝缘栅双极晶体管)的情况，但本发明没有被限定于此，例如，也可以是FET(Field EffectiveTransistor；场效应晶体管)等。
开关元件Q1的集电极端子被连接到次级侧电容器24的第1端部，发射极端子被连接到开关元件Q2的集电极端子。
开关元件Q2的发射极端子被连接到直流电源E的负端子。
开关元件Q1的发射极端子和开关元件Q2的集电极端子的连接点被连接到电抗器L1的第2端部。开关元件Q1及开关元件Q2的栅极端子分别被连接到控制装置5。
斩波电路23具有电抗器L2及电力模块P2。
电抗器L2的第1端部被连接到初级侧电容器21的第1端部，第2端部被连接到电力模块P2。电抗器L1和电抗器L2彼此磁耦合。
电力模块P2具有彼此被串联地连接的开关元件Q3及开关元件Q4。在本实施方式中，说明开关元件Q3及开关元件Q4为IGBT的情况，但本发明并没有被限定于此，例如，也可以是FET等。
开关元件Q3的集电极端子被连接到次级侧电容器24的第1端部，发射极端子被连接到开关元件Q4的集电极端子。
开关元件Q4的发射极端子被连接到直流电源E的负端子。
开关元件Q3的发射极端子和开关元件Q4的集电极端子的连接点被连接到电抗器L2的第2端部。开关元件Q3及开关元件Q4的栅极端子分别被连接到控制装置5。
次级侧电容器24的第1端部被连接到开关元件Q1、Q2的集电极端子，第2端部被连接到直流电源E的负端子。次级侧电容器24是平滑电容器。
电压检测单元25检测次级侧电容器24两端的电位差。次级侧电容器24两端的电压差是被斩波电路22、23升压过的升压电压Vc。电压检测单元25将检测出的升压电压Vc输出到控制装置5。
电流传感器26被设在斩波电路22、23的初级侧，检测流动的方向为相同的第1相电流IL1和第2相电流IL2两者的相电流。电流传感器26是单个的电流传感器。电流传感器26检测第1相电流IL1和第2相电流IL2的合计的相电流(以下，称为“合计相电流”。)IPN并输出到偏流检测单元52。斩波电路22、23的初级侧是电流电源E的正端子、与开关元件Q1的发射极端子及开关元件Q2的集电极端子的连接点之间、并且是电流电源E的正端子、与开关元件Q3的发射极端子及开关元件Q4的集电极端子的连接点之间。
逆变器3由控制装置5控制，将从多相转换器2输出的升压电压Vc变换为交流电压。逆变器3将变换的交流电压供给电机M。
延迟单元4使来自电流传感器26的输出延迟规定的时间并发送到控制装置5。例如，延迟单元4是低通滤波器。
控制装置5具有控制单元51及偏流检测单元52。
控制单元51控制斩波电路22、23的驱动。具体地说，控制单元51将一对的开关元件Q1、Q2和一对开关元件Q3、Q4以不同的定时进行开关控制。由此，彼此不同相位(例如，180°的相位差)的电流在斩波电路22、23中流动。
控制单元51通过在开关元件Q2控制为接通状态下电流在电抗器L1、开关元件Q2、以及直流电源E的负端子中流动，在电抗器L1中蓄积能量。然后，控制单元51通过将开关元件Q2控制为关断状态，将被蓄积在电抗器L1中的能量通过开关元件Q1供给到次级侧电容器24而将直流电源VB升压。将开关元件Q2在接通状态及关断状态两者中电抗器L1中流动的电流(以下，称为“相电流”。)称为第1相电流IL1。
控制单元51通过在开关元件Q4控制为接通状态下电流在电抗器L2、开关元件Q4、以及直流电源E的负端子中流动，在电抗器L2中蓄积能量。然后，控制单元51通过将开关元件Q4控制为关断状态，将被蓄积在电抗器L2中的能量通过开关元件Q3供给到次级侧电容器24而将直流电源VB升压。在开关元件Q4为接通状态及关断状态两者中电抗器L2中流动的电流(以下，称为“相电流”。)称为第2相电流IL2。
多相转换器2作为二相型的DC/DC转换器动作。为此，第1相电流IL1及第2相电流IL2的流动方向为彼此同一方向。即，在第1相电流IL1从直流电源E通过电抗器L1在电力模块P1中流动的情况下，第2相电流IL2从直流电源E通过电抗器L2在电力模块P2中流动。
控制单元51对开关元件Q1、Q2和开关元件Q3、Q4各自的开关进行PWM(Pulse WidthModulation；脉宽调制)控制，以降低第1相电流IL1及第2相电流IL1相互间的电流差(以下，称为“偏流”。)。具体地说，控制单元51将第1PWM信号输出到开关元件Q1、Q2，将相位与第1PWM信号相差180°的第2PWM信号输出到开关元件Q3、Q4。由此，多相转换器2可以生成脉动少的稳定的升压电压Vc。
偏流检测单元52基于被电流传感器26检测出的合计电流IPN，检测第1相电流IL1及第2相电流IL2的相互间的偏流。以下，使用图2说明本实施方式的偏流的检测方法。图2是表示被电流传感器26检测的合计相电流IPN的波形的一例子的图。
如图2所示，被电流传感器26检测出的合计电流IPN的波形大致有2种变化点A、B。变化点A、B是合计相电流IPN从增加变化为减少的点。
例如，变化点A表示开关元件Q2从接通状态被切换为关断状态的定时(时刻t1)。因此，变化点A中的合计相电流IPN表示第1相电流IL1的最大值。变化点B表示开关元件Q4从接通状态被切换为关断状态的定时(时刻t2)。因此，变化点B中的合计相电流IPN表示第2相电流IL2的最大值。
电抗器L1及电抗器L2具有若本相中流动的电流变大则自感变小的特性。为此，相电流越大，相电流的脉动电流越大。因此，在合计相电流的波形中，合计相电流的最大值根据偏流而在变化点A和变化点B产生偏差。在本实施方式中，开关元件Q1、Q2和开关元件Q3、Q4的开关的相位差为180°，所以变化点A和变化点B分别每隔180°交替地发生。
偏流检测单元52基于被电流传感器26检测出的合计相电流IPN从增加变化为减少时的合计相电流(以下，称为“变化点相电流”。)，检测偏流。即，偏流检测单元52将在被电流传感器26检测出的合计相电流IPN中、变化点A中的合计相电流IPN即变化点相电流IA与变化点B中的合计相电流IPN即变化点相电流IB的差分检测为偏流。
偏流检测单元52中的变化点相电流IA和变化点相电流IB的获取方法并未被特别地限定，但例如可通过以下的方法(a)及(b)的任何一个方法来获取。
(a)偏流检测单元52通过在被电流传感器26检测出的合计相电流IPN中获取在规定的期间内从增加变化到减少时的合计相电流IPN，获取变化点相电流A及变化点相电流B。
(b)偏流检测单元52将在各开关元件Q2、Q4从接通状态被切换为关断状态的情况下从电流传感器26输出的各合计相电流IPN分别获取为变化点相电流A及变化点相电流B。
在上述(b)中，偏流检测单元52通过使从电流传感器26获取合计相电流IPN的定时(以下，称为“获取定时”。)和开关元件Q2、Q4的断开的各定时同步，获取变化点相电流A及变化点相电流B。
但是，在无法使偏流检测单元52的获取定时和开关元件Q2、Q4的关断的各定时同步的情况下，通过将延迟单元4设在电力变换装置1中，同时将偏流检测单元52设为图3所示的结构，偏流检测单元52可以按上述(b)的方法获取变化点相电流IA和变化点相电流IB。
无法使偏流检测单元52的获取定时和开关元件Q2、Q4的断开的各定时同步的情况，是指例如在偏流检测单元52的获取定时不是开关元件Q2、Q4的断开的各定时，而是载波(三角波)的波峰及波谷的定时的情况。再者，在上述(b)中，在未设有延迟单元4，也可使偏流检测单元52的获取定时和开关元件Q2、Q4的断开的各定时同步的情况下，延迟单元4不是电力变换装置1的必要结构。以下，说明图3所示的偏流检测单元52的结构。
如图3所示，偏流检测单元52具有第1获取单元521、第2获取单元522、以及偏流计算单元523。
延迟单元4使来自电流传感器26的输出延迟规定的时间，使第1获取单元521获取合计相电流IPN的第1定时与将开关元件Q2、Q4断开的第2定时同步。例如，延迟单元4将载波(三角波)的波峰的定时和上述第1PWM信号的上升的定时之差设为延迟时间Δt，使从第1获取单元521输出的合计相电流IPN仅延迟延迟时间Δt并输入到偏流计算单元523。延迟单元4也可以将载波(三角波)的波谷的定时与上述第2PWM信号的上升的定时之差设为延迟时间Δt，使从第1获取单元521输出的合计相电流IPN仅延迟延迟时间Δt并输入到偏流计算单元523。
第1定时是指用于生成第1PWM信号、第2PWM信号的载波(三角波)的波峰及波谷的各自的定时。
第1获取单元521在第1定时获取来自延迟单元4的合计相电流IPN。第1获取单元521将通过延迟单元4在第1定时获取到的合计相电流IPN输出到偏流计算单元523。
第2获取单元522不通过延迟单元4而在第1定时获取来自电流传感器26的合计相电流IPN并输出到控制装置5。
偏流计算单元523通过获取被延迟单元4仅延迟了延迟时间Δt的合计相电流IPN，获取合计相电流IPN作为变化点相电流A、B。这样，通过延迟单元4使合计相电流IPN仅延迟延迟时间Δt，偏流计算单元523可以在第1定时获取变化点相电流A、B。
然后，偏流计算单元523从该获取到的变化点相电流A、B计算偏流并输出到控制装置5。
以下，使用图4说明本实施方式的控制单元51的结构。
控制单元51具有电压控制单元41、电流控制单元42、校正单元43、载波发生单元44、移相单元45、以及比较单元46、47。
电压控制单元41通过对被电压检测单元25检测出的升压电压Vc和预先被设定的目标电压的偏差执行PI运算，计算用于使该偏差接近零的电流指令值。
电流控制单元42通过对被电压控制单元41算出的电流指令值和从第2获取单元522获取的合计相电流IPN的偏差执行PI运算，计算用于使该偏差接近零的信号即开关指令值D。
校正单元43将被电流控制单元42算出的开关指令值D校正为用于抑制偏流的开关指令值D′，以便抑制被偏流检测单元52检测出的该偏流。例如，校正单元43通过将被偏流检测单元52检测出的偏流乘以规定的系数所得的值相加开关指令值D而生成开关指令值D′(D1′)并输出到比较单元46。此外，校正单元43通过对开关指令值D减去将被偏流检测单元52检测出的偏流乘以规定的系数所得的值而生成开关指令值D′(D2′)并输出到比较单元47。
载波发生单元44生成上述载波并输出到移相单元45及比较单元47。
移相单元45将来自载波发生单元44的载波的相位例如移相180°。由此，开关元件Q2和开关元件Q4被控制为交替地接通状态。移相单元45将移相过的载波输出到比较单元46。
比较单元46通过将开关指令值D1′和从移相单元45输出的载波进行比较，生成第1PWM信号，输出到电力模块P1。由此，控制单元51可以对开关元件Q1、Q2进行PWM控制。
比较单元47通过将开关指令值D2′和从载波发生单元44输出的载波进行比较，生成第2PWM信号，输出到电力模块P2。由此，控制单元51可以对开关元件Q3、Q4进行PWM控制。
如上述，本实施方式的电力变换装置1具有单个的电流传感器26及偏流检测单元52。单个的电流传感器26被设在斩波电路22、23的初级侧，在各开关元件Q2、Q4双方为接通状态及关断状态中检测各电抗器L1、L2中流动的相电流。偏流检测单元52基于被电流传感器26检测出的相电流，检测电抗器L1中流动的相电流和电抗器L2中流动的相电流的偏流。然后，电流传感器26检测相电流，使得各电抗器L1、L2中流动的相电流的方向为彼此同一方向。
根据这样的结构，被电流传感器26检测的相电流的值不变小。因此，本实施方式的电力变换装置1可以提高偏流的检测精度。
此外，电流传感器26也可以被设在斩波电路22、23的初级侧。为此，电流传感器26检测被斩波电路22、23升压前的相电流，基于该检测出的相电流计算偏流。由此，偏流检测单元52可以不受开关元件Q1～Q4被驱动时产生的开关损耗造成的影响，精度更高地检测偏流。
例如，若电流传感器26被设在斩波电路22、23的高压侧，则逆变器3的开关元件根据车辆的行驶状态来驱动，有在其驱动时流动的电流的交流分量对电流传感器26产生影响的情况。因此，若电流传感器26被设在斩波电路22、23的高压侧，则有所述电流传感器26无法正确地检测电抗器L1、L2中流动的电流的情况。本实施方式的电流传感器26也可以被设在斩波电路22、23的低压侧即初级侧。因此，上述电流的交流分量没有对电流传感器26产生影响。因此，本实施方式的电流传感器26可以正确地检测电抗器L1、L2中流动的电流。
本实施方式的控制装置5检测单个的电流传感器26的电流值及偏流值。控制装置5的电流控制单元42基于电流指令值和电流值求开关指令值D。控制装置5的校正单元43将开关指令值D校正为用于抑制其偏流的开关指令值D′。即，控制装置5使用单个的电流传感器26，进行相电流的电流控制及偏流的抑制。为此，与控制装置5使用多个电流传感器进行相电流的电流控制及偏流的抑制的情况比较，可以消除使用多个电流传感器造成的部件的检测灵敏度差(偏差)。控制装置5可以比使用多个电流传感器的结构更高精度地控制偏流。使用多个电流传感器进行相电流的电流控制及偏流的抑制的情况是指，例如控制装置基于第1电流传感器的测量值进行电流控制，基于与第1电流传感器不同的第2电流传感器的测量值抑制偏流的情况。
而且，上述电抗器L1、L2彼此磁耦合，所以有直流叠加特性。因此，在被电流传感器26检测的合计相电流IPN的最大值即变化点相电流IA和变化点相电流IB发生显著的差。因此，电力变换装置1可基于变化点相电流IA和变化点相电流IB的值计算电流偏差，可以精度更高地检测偏流。
以上，参照附图详述了本发明的实施方式，但具体的结构不限于该实施方式，还包含不脱离本发明的宗旨的范围的设计等。
例如，在上述实施方式中，电流控制单元42基于电抗器L1、L2的自感分量和互感分量，也可以使PI运算的比例增益可变。由此，电流控制单元42可以提高电流传感器26的响应性。
在上述实施方式中，在被电流传感器26检测出的合计相电流IPN超过规定值的情况下，控制装置5也可以判定为从多相转换器2输出的电流为过电流。由此，电力变换装置1不需要另外具有检测过电流的电流传感器。
在上述实施方式中，电流传感器26被配置得使得可检测在连接电感L1、L2和电力模块P1、P2的布线(例如，母线)中流动的相电流，但本发明没有被限定于此。例如，也可以被设置在直流电源E的正端子和电抗器L1的第1端部及电抗器L2的第1端部的连接点之间。即，只要电流传感器26可以获取在电抗器L1、L2中流动的电流，也可以被设置在多相转换器2的初级侧的任何位置。
在上述实施方式中，偏流检测单元52和控制单元51可以以一体方式构成，也可以机械地以单体构成。例如，本实施方式的电力变换装置1具有与控制装置5分体构成的偏流检测装置，所述偏流检测装置也可以具有偏流检测单元52的功能，控制装置5也可以具有控制单元51的功能。
工业实用性
根据上述的电力变换装置，可以提高多相转换器中的偏流的检测精度。
标号说明
1电力变换装置
2多相转换器
5控制装置
22、23斩波电路
L1，L2电抗器
P1，P2电力模块
Q1～Q4开关元件
26电流传感器
52偏流检测单元

Claims (7)

1.一种电力变换装置，具有斩波电路被并联地连接了多个的多相转换器，该斩波电路具有开关元件和被连接到所述开关元件的电抗器，其特征在于，该电力变换装置具有：
单个的电流传感器，被设在所述斩波电路的初级侧，在所述各开关元件为接通状态及关断状态的两者中检测各所述电抗器中流动的相电流；以及
偏流检测单元，基于被所述电流传感器检测出的所述相电流，检测所述多相转换器中的相电流的偏流，
所述电流传感器检测相电流，使得各所述电抗器中流动的相电流的方向为彼此同一方向。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述偏流检测单元基于被所述电流传感器检测出的所述相电流从增加变化为减少时的该相电流即变化点相电流，检测所述偏流。
3.如权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述偏流检测单元将在各所述开关元件从接通状态被切换为关断状态的情况下被所述电流传感器检测出的所述相电流，获取为所述变化点相电流。
4.如权利要求2或3所述的电力变换装置，其特征在于，还具有：
延迟单元，使从所述电流传感器被输入到所述偏流检测单元的所述相电流仅延迟规定时间，
所述偏流检测单元在第1定时从所述电流传感器获取所述相电流，
所述规定时间被设定为所述开关元件从接通状态被切换为关断状态的第2定时与所述第1定时的差分的时间。
5.如权利要求2至4的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述偏流检测单元将被所述电流传感器检测出的多个所述变化点相电流的电流差检测为所述偏流。
6.如权利要求1至5的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
各所述电抗器彼此被磁耦合。
7.如权利要求1至6的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述多相转换器是两个所述斩波电路被并联地连接的二相型的转换器。
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