JP5734441B2 - 多重チョッパ装置 - Google Patents

Description

この発明は、半導体素子とリアクトルを組み合わせたチョッパ装置を複数並列接続した多重チョッパ装置に係り、特に複数並列接続したチョッパ装置の相互間の電流アンバランス（電流偏差）を低減するための技術に関するものである。

低圧側から高圧側や高圧側から低圧側への直流変換に用いられる多重チョッパ装置として、複数のチョッパ装置を並列接続し、各チョッパ装置を（２π／並列数）の位相差を設けて駆動する多重チョッパ装置がある。この多重チョッパ装置は、上記のような位相差を設けて駆動することにより、並列接続しない場合に比べて電流リップルが低減されるため、コンデンサ等の小型化が可能になるという利点がある。

しかし、このようにチョッパ装置を並列接続する場合には、各チョッパ装置を構成するスイッチング素子やそのドライバ、リアクトル等の特性バラツキに起因して、並列チョッパ装置間での分担電流のアンバランスが生じる。そして、このような電流アンバランスが生じると、電流集中による過電流破壊や、発熱集中による過温度破壊につながるという不都合が生じるため、並列チョッパ装置間で電流を均等化する必要がある。

そこで、従来技術では、多重チョッパ装置が並列接続された場合、例えば２台のチョッパ装置から構成される場合、各チョッパ装置の出力電流を各チョッパ装置に個別に設けた電流検出器で検出し、それらの検出電流に基づいて演算器により２台のチョッパ装置の出力電流の差を演算する。そして、各出力電流の差の波形を、ローパスフィルタによって高周波成分を除去することにより、２台のチョッパ装置間の電流偏差を表す電流偏差信号を生成して制御部に入力する。

各チョッパ装置を駆動制御する制御部は、出力電圧指令値と位相差が設定された２つの搬送波との大小関係を比較することにより、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式により２つのスイッチング信号を生成し、各スイッチング信号を各チョッパ装置に出力する。その際、制御部は、２台のチョッパ装置の間の電流アンバランスが低減するように、上記のようにしてローパスフィルタを介して入力される電流偏差信号に応じて、２台のチョッパ装置のうちの１台のチョッパ装置の搬送波について、そのオフセットを調整してスイッチング信号のオン／オフ時間を変化させる。こうして、オン／オフ時間が変化したスイッチング信号を受けたチョッパ装置の出力電流は、オン／オフ時間の変化の向きにより、上昇または下降するので、これによって各チョッパ装置の間の電流アンバランスが低減される（例えば、下記の特許文献１参照）。

特開２０１０−２７３４７０号公報

上記従来のような多重チョッパ装置は、電流アンバランスの低減を図ることができる。しかしながら、上記制御部は、各チョッパ装置を駆動するためのＰＷＭ方式によるスイッチング信号の生成と、各チョッパ装置間の電流アンバランスを低減するための搬送波のオフセットの調整とを共に行う必要がある。そのため、電流検出器により各チョッパ装置の出力電流を検出してから制御部により各チョッパ装置に対するスイッチング信号のオン、オフ期間を調整して出力するまでの制御時間が長くなり、電流アンバランスを低減するための制御の遅れが大きいという課題がある。また、制御部の設計を変更すると、スイッチング信号を生成するための搬送波についてのオフセットの調整も新たに必要となり、制御部の設計変更に伴う全体的な影響が大きく、余分な手間と労力を要するという課題があった。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、各チョッパ装置間の電流アンバランスを低減するための制御の遅れが小さく、かつ各回路部の設計を変更しても、それに伴う全体的な影響が小さくて、余分な手間や労力が削減できる多重チョッパ装置を提供することを目的とする。

この発明に係る多重チョッパ装置は、低圧側に接続されたリアクトル、このリアクトルに接続されたスイッチング素子およびダイオードからなるチョッパ装置をＮ台（Ｎは２以上の整数）並列に接続し、各々の上記チョッパ装置のスイッチング素子を互いに位相差をもたせてオン、オフすることにより、低圧側と高圧側の間で直流変換を行う多重チョッパ装置であって、
各々の上記チョッパ装置を構成する同一の配線部品の配置箇所に、各々の上記チョッパ装置で直流変換を分担する際に上記同一の配線部品に流れる電流の差を検出するための電流検出器を設けると共に、各々の上記チョッパ装置に対して当該装置駆動用のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、上記電流検出器が検出した電流波形を処理して上記チョッパ装置の相互間の電流偏差を表す電流偏差信号を生成する電流波形処理部と、上記電流波形処理部が生成した電流偏差信号に基づいて上記チョッパ装置の相互間の電流偏差が低減するように上記スイッチング信号生成部が生成したスイッチング信号にデューティ補正を施すスイッチング信号補正部と、上記スイッチング信号補正部がデューティ補正を施したスイッチング信号を受けて上記スイッチング素子を駆動するドライバと、を備えている。

この発明の多重チョッパ装置によれば、各チョッパ装置を駆動するスイッチング信号の生成と、電流アンバランスを低減するためにスイッチング信号のオン／オフ時間を変化させる制御とをそれぞれ独立に行えるようにしているので、各チョッパ装置間の電流アンバランスを低減するための制御の遅れが小さく、かつ、各回路部の設計を変更しても、それに伴う全体的な影響が小さく、余分な手間や労力が削減できる多重チョッパ装置を提供することが可能となる。

この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置を示す回路図である。 各チョッパ装置間に電流アンバランスが生じている場合の各チョッパ装置のスイッチング信号、リアクトルを流れる電流、電流検出器で検出される検出電流、および電流波形処理部で得られる電流偏差信号を示す波形図である。 スイッチング信号補正部によりスイッチング信号にデューティ補正を施す場合の波形図である。 スイッチング信号補正部によりスイッチング信号に他のデューティ補正を施す場合の波形図である。 この発明の実施の形態１の変形例としての降圧型の多重チョッパ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置の配線束と電流検出器の配置場所の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置の配線束と電流検出器の配置場所の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置の配線束と電流検出器の配置場所の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置の配線束と電流検出器の配置場所の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置の電流波形処理部の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態１における昇圧型の多重チョッパ装置の電流波形処理部の他の変形例を示す回路図である。 この発明の実施の形態２における双方向型の多重チョッパ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態２の変形例としての同期整流型の多重チョッパ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態３における双方向型の多重チョッパ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態３の変形例としての同期整流型の多重チョッパ装置を示す回路図である。 この発明の実施の形態４における昇圧型の多重チョッパ装置を示す回路図である。

以下、この発明を実施するための最良の形態を図面に基づいて説明する。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における多重チョッパ装置を示す回路図である。
実施の形態１の多重チョッパ装置は、低圧側の直流電源としてのバッテリー１から高圧側の負荷２へ直流電力の昇圧を行う昇圧型のものである。この多重チョッパ装置は、バッテリー１と負荷２の間に２台のチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂが並列に接続され、バッテリー１と負荷２にはそれぞれ平滑用コンデンサ３、４が並列に接続されている。また、この多重チョッパ装置は、電流検出器１２、電流波形処理部１３、および各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂを駆動制御する制御部２０を備えている。

ここに、第１のチョッパ装置１００Ａは、リアクトル５Ａ、上アームのダイオード８Ａ、下アームのダイオード９Ａ、下アームのスイッチング素子７Ａ、およびスイッチング素子７Ａを駆動するドライバ１７Ａを有する。また、第２のチョッパ装置１００Ｂについても同様に、リアクトル５Ｂ、上アームのダイオード８Ｂ、下アームのダイオード９Ｂ、下アームのスイッチング素子７Ｂ、およびスイッチング素子７Ｂを駆動するドライバ１７Ｂを有する。

制御部２０は、スイッチング素子７Ａ、７Ｂのオン、オフを指令する各スイッチング信号Ｓａ、Ｓｂをドライバ１７Ａ、１７Ｂへ出力し、これにより各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂがπの位相差を設けて駆動される。ＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれる制御では、スイッチング素子７Ａ、７Ｂのオン時間とオフ時間の合計時間は一定であり、スイッチング周期と呼ばれる。スイッチング周期に対するオン時間の比はデューティと呼ばれる。制御部２０は、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのドライバ１７Ａ、１７Ｂへ出力する各スイッチング信号Ｓａ、Ｓｂのデューティを変えることで各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの直流電圧変換率等を制御する。

この実施の形態１の多重チョッパ装置の特徴は、２台のチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品としてリアクトル５Ａ、５Ｂの配線を選び、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａからスイッチング素子７Ａやダイオード８Ａへ向かって流れる電流の向きと、第２のチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂからスイッチング素子７Ｂやダイオード８Ｂへ向かって流れる電流の向きとが逆向きになるように、これら電流が流れる一対の配線を重ね合わせることで配線束１１を形成している。そして、この配線束１１に対して、電線やバスバーを流れる電流を非接触で直流成分を含めて検出できる電流検出器１２が設置されている。この場合の電流検出器１２としては、例えばＤＣＣＴ、ホールＣＴ、ホール電流センサ等が適用される。

上記の構成により、電流検出器１２は、上記の配線束１１の箇所で、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の部品配線である、チョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａの配線とチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂの配線とに流れる電流の差を検出することになる。以下、上記の配線束１１の箇所において電流検出器１２で検出される電流を単に検出電流Ｉｄと称する。

上記の配線束１１の箇所において電流検出器１２で検出される検出電流Ｉｄの最大電流値は、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのリアクトル５Ａ、５Ｂの配線を個々に流れる電流の最大電流値よりも一般に小さい。したがって、電流検出器１２の最大測定可能電流値は、個々のリアクトル５Ａの配線を流れる電流を電流検出器で個別に検出する場合の値に比べて小さくすることができる。これにより、高分解能の電流検出器１２を用いて検出電流Ｉｄを高精度で検出することができ、かつ、電流検出器１２の数を削減することができる。

電流波形処理部１３は、ここではローパスフィルタ１３１により構成され、電流検出器１２の検出電流Ｉｄの波形からリップル成分を取り除き、直流成分を電流偏差信号ΔＩとして生成する。そして、この電流波形処理部１３により生成された電流偏差信号ΔＩは制御部２０に入力される。

次に、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間に電流アンバランスが生じている場合の各部の状態について説明する。
図２には各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間に電流アンバランスが生じている場合の、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのドライバ１７Ａ、１７Ｂに加わるスイッチング信号Ｓａ、Ｓｂ、各リアクトル５Ａ、５Ｂを流れる電流Ｉａ、Ｉｂ、電流検出器１２で検出される検出電流Ｉｄ（＝Ｉａ−Ｉｂ）、および電流波形処理部１３から出力される電流偏差信号ΔＩの各波形を示している。なお、各リアクトル５Ａ、５Ｂを流れる電流Ｉａ、Ｉｂは、バッテリー１から負荷２へ流れる向きを正としている。電流検出器１２で検出される検出電流Ｉｄの符号については、電流検出器１２はリアクトル５Ａを流れる電流Ｉａの、リアクトル５Ｂを流れる電流Ｉｂに対する差を検出するとし、符号を定める。

図２から分かるように、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａを流れる電流Ｉａが第２のチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂを流れる電流Ｉｂよりも大きいので、電流アンバランス状態であり、一方の電流Ｉａの波形のピークは他方の電流Ｉｂの波形のピークよりも高い位置にある。

このように、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａを流れる電流Ｉａが第２のチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂを流れる電流Ｉｂよりも大きく電流アンバランス状態にあることから、電流波形処理部１３によって得られる電流偏差信号ΔＩ（直流成分）の波形は、ゼロアンペアラインよりも上方にある。チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランス状態が大きいほど、電流偏差信号ΔＩの波形のゼロアンペアラインからのずれは大きくなる。そして、制御部２０は、電流波形処理部１３が生成する電流偏差信号ΔＩを入力することで、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの間の電流アンバランス状態の向き（正負）と大きさを判定することができる。

次に、制御部２０の構成について説明する。
制御部２０は、スイッチング信号生成部２１とスイッチング信号補正部２２とがそれぞれ独立して設けられている。スイッチング信号生成部２１は、スイッチング周期設定及びチョッパ装置１００Ａと１００Ｂ間の位相差設定を行うと共に、入出力電圧設定に基づいて各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのドライバ１７Ａ、１７Ｂに対する所定のデューティをもつスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*を生成する。スイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３が生成する電流偏差信号ΔＩを入力し、この電流偏差信号ΔＩに基づいて、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの間の電流アンバランス状態の向きと大きさを判定し、この判定に基づいてチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの間の電流アンバランス状態を低減するように、スイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*に対してデューティ補正を施し、このデューティ補正後のスイッチング信号Ｓａ、Ｓｂを各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのドライバ１７Ａ、１７Ｂに対して出力する。以下、スイッチング信号補正部２２によるデューティ補正の内容について、図３を参照して具体例に基づいて説明する。

ここでは、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａを流れる電流Ｉａの直流成分が１６アンペア、第２のチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂを流れる電流Ｉｂの直流成分が１０アンペアであるとする。

電流波形処理部１３は、電流検出器１２が検出した検出電流Ｉｄ（＝Ｉａ−Ｉｂ）の電流波形を処理してチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａの電流Ｉａがチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂの電流Ｉｂよりも６アンペア高いことを表す電流偏差信号ΔＩを生成する。スイッチング信号補正部２２は、この電流波形処理部１３が生成した電流偏差信号ΔＩを入力し、この電流偏差信号ΔＩに基づいてスイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*に対して、次のような補正を行う。

すなわち、第１のチョッパ装置１００Ａのドライバ１７Ａに関するスイッチング信号Ｓａ*に対してはオン時間が短くなるように、デューティが小さくなる補正を施し、そのリアクトル５Ａに流れる電流が３アンペア下がるようにする。一方、第２のチョッパ装置１００Ｂのドライバ１７Ｂに関するスイッチング信号Ｓｂ*に対してはオン時間が長くなるように、デューティが大きくなる補正を施し、そのリアクトル５Ｂに流れる電流が３アンペア上がるようにする。

このスイッチング信号補正部２２によるデューティ補正は、図示しないが、例えばＲＣフィルタとコンパレータとを組み合わせることにより行う。つまり、スイッチング信号生成部２１からの各スイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*を時定数がスイッチング周期の２００分の１から２０分の１程度のＲＣフィルタに通過させた後、コンパレータの一方の入力端子に入力し、コンパレータの他方の入力端子には上記の電流偏差信号ΔＩを基準信号として入力し、コンパレータで両信号を比較して方形波に再度波形成形して出力するなどの信号処理を行うことで実現することができる。

このように、スイッチング信号補正部２２が、スイッチング信号生成部２１が生成した各スイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*の両方にデューティ補正を施し、補正後の各スイッチング信号Ｓａ、Ｓｂをチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのドライバ１７Ａ、１７Ｂに対して出力することで、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂから負荷２への出力電流の合計が変動することなく、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランスを低減することができる。

しかも、スイッチング信号生成部２１によるスイッチング信号の生成と、スイッチング信号補正部２２によるスイッチング信号の補正とはそれぞれ独立して行われるので、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの間の電流アンバランス状態を低減するための制御の遅れが小さく、かつ、各回路部の設計を変更しても、それに伴う全体的な影響が小さく、余分な手間や労力を削減することができる。

なお、図３に示した例では、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのドライバ１７Ａ、１７Ｂに関するスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*の双方に対してデューティ補正を施した。しかしこれに限らず、例えば図４に示すように、第２のチョッパ装置１００Ｂへのスイッチング信号Ｓｂ*に対するデューティ補正は省略し、第１のチョッパ装置１００Ａへのスイッチング信号Ｓａ*に対してのみデューティ補正を施してもよい。

すなわち、第２のチョッパ装置１００Ｂのドライバ１７Ｂに関するスイッチング信号Ｓｂ*に対してデューティ補正を施さず、第１のチョッパ装置１００Ａのドライバ１７Ａに関するスイッチング信号Ｓａ*に対してのみオン時間が短くなるように、デューティが小さくなる補正を施すことで、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａに流れる電流Ｉａが６アンペア下がるようにしてもよい。各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランス状態が低減するとともに、スイッチング信号補正部２２の部品点数が抑えられ、低コスト化できる。

上記の実施の形態１に対して、以下のような各種の変形を加えることが可能である。
変形例１．
図１では、低圧側のバッテリー１から高圧側の負荷２へ直流電力の昇圧を行う昇圧型の多重チョッパ装置を例にとって説明したが、この発明はこれに限らず、例えば図５に示すように、高圧側のバッテリー１から低圧側の負荷２へ直流電力の降圧を行う降圧型の多重チョッパ装置にも適用できる。

すなわち、図５には、高圧側のバッテリー１と低圧側の負荷２との間に２台のチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂが並列に接続された、多重数が“２”の降圧型の多重チョッパ装置を示している。図５において、第１のチョッパ装置１００Ａは、リアクトル５Ａ、下アームのダイオード９Ａ、上アームのスイッチング素子６Ａ、上アームのダイオード８Ａ、およびスイッチング素子６Ａを駆動するドライバ１６Ａより構成される。また、第２のチョッパ装置１００Ｂについても同様に、リアクトル５Ｂ、下アームのダイオード９Ｂ、上アームのスイッチング素子６Ｂ、上アームのダイオード８Ｂ、スイッチング素子６Ｂを駆動するドライバ１６Ｂより構成される。その他の構成は、図１に示した昇圧型の多重チョッパ装置の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

図５に示した降圧型の多重チョッパ装置についても、制御部２０を構成するスイッチング信号補正部２２は電流波形処理部１３が生成した電流偏差信号ΔＩを受け、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランス状態の向きと大きさを判定してスイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号に対して両チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランスが低減するように補正を施すので、図１に示した場合と同様に、この発明の作用、効果を得ることができる。

変形例２．
図１又は図５に示した多重チョッパ装置では、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間で電流差が生じる同一の配線部品として、リアクトル５Ａ、５Ｂの各配線を選び、各配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで一対の配線からなる配線束１１を形成し、この配線束１１の形成箇所に電流検出器１２を設置して各配線を流れる電流差を表す検出電流Ｉｄを得るようにしている。この発明は必ずしもリアクトル５Ａ、５Ｂの各配線を選定する必然性はなく、次のようにして各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品を選択することにより一対の配線束１１を形成して電流検出器１２を設置してもよい。

すなわち、図６に示すように、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品として、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの入力配線を選び、入力配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで配線束１１を形成する。そして、この配線束１１の形成箇所に電流検出器１２を設置して各入力配線を流れる電流の差を検出電流Ｉｄとして得るようにしても良い。

また、図７に示すように、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品として、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの出力配線を選び、出力配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで配線束１１を形成する。そして、この配線束１１の形成箇所に電流検出器１２を設置して各出力配線を流れる電流の差を検出電流Ｉｄとして得るようにしても良い。

また、図８に示すように、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品として、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのスイッチング素子７Ａ、７Ｂの主電流の配線を選び、各スイッチング素子７Ａ、７Ｂの主電流の配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで配線束１１を形成する。そして、この配線束１１の形成箇所に電流検出器１２を設置して、各スイッチング素子７Ａ、７Ｂの主電流の配線を流れる電流の差を検出電流Ｉｄとして得るようにしても良い。

また、図９に示すように、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品として、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのダイオード８Ａ、８Ｂの配線を選び、各ダイオード８Ａ、８Ｂの配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで配線束１１を形成する。そして、この配線束１１の形成箇所に電流検出器１２を設置して各ダイオード８Ａ、８Ｂの配線を流れる電流の差を検出電流Ｉｄとして得るようにしても良い。

変形例３．
図１及び図５では、一対の配線からなる配線束１１の形成箇所に電流検出器１２を設けるとともに、電流波形処理部１３をローパスフィルタ１３１により構成しているが、この構成に限らず、例えば図１０に示すような構成としてもよい。

すなわち、図１０の場合、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品としてリアクトル５Ａ、５Ｂの配線を選び、各配線ごとに個別に電流検出器１２Ａ、１２Ｂを設ける。そして、電流波形処理部１３はローパスフィルタ１３１と演算器１３２から構成している。そして、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのリアクトル５Ａ、５Ｂに流れる電流を電流検出器１２Ａ、１２Ｂで検出し、その検出電流Ｉｄａ、Ｉｄｂを電流波形処理部１３の演算器１３２に入力して、両電流Ｉｄａ、Ｉｄｂを減算処理して電流差を求める。次にローパスフィルタ１３１でリップル成分を取り除くことで、電流差の直流成分を電流偏差信号ΔＩとして生成し、この電流偏差信号ΔＩを制御部２０に入力するようにしている。
この構成によれば、電流検出器１２Ａ、１２Ｂの数は多くなるものの、一対の配線からなる配線束１１を形成する必要がないので、主回路配線の取り回し加工が簡単になる。

変形例４．
また、上記の図１０の場合、各電流検出器１２Ａ、１２Ｂで得られる各検出電流Ｉｄａ、Ｉｄｂを先に演算器１３２に入力してから、その後ローパスフィルタ１３１を通して電流偏差信号ΔＩを生成している。これとは逆に、図１１に示すように、電流波形処理部１３において、電流検出器１２Ａ、１２Ｂで得られる検出電流Ｉｄａ、Ｉｄｂを先ず各ローパスフィルタ１３１Ａ、１３１Ｂに個別に入力してリップル成分を取り除くことで直流成分を生成し、その後、各検出電流Ｉｄａ、Ｉｄｂの直流成分を演算器１３２に入力して両者の差を求めることで電流偏差信号ΔＩを生成し、この電流偏差信号ΔＩを制御部２０に入力するようにしてもよい。
この構成によれば、電流波形処理部１３を構成する演算器１３２は、直流成分波形の減算処理を行うので、高周波特性の悪い演算器１３２を用いても電流偏差信号ΔＩを生成することができ、低コストで電流波形処理部１３を構成することができる。

変形例５．
図１０、図１１の場合は、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品としてリアクトル５Ａ、５Ｂの配線を選び、各リアクトル５Ａ、５Ｂの配線を流れる電流を電流検出器１２Ａ、１２Ｂで検出するようにした。しかし、これに限らず、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品として、スイッチング素子７Ａ、７Ｂを選び、各スイッチング素子７Ａ、７Ｂに流れる主電流をそれぞれ電流検出器１２Ａ、１２Ｂで検出することもできる。あるいは、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの同一の配線部品として上アームのダイオード８Ａ、８Ｂを選び、各ダイオード８Ａ、８Ｂに流れる電流を電流検出器１２Ａ、１２Ｂで検出することもできる。さらに、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの入力電流あるいは出力電流をそれぞれ電流検出器１２Ａ、１２Ｂで検出するようにしても良い。

変形例６．
制御部２０内のスイッチング信号補正部２２は、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランスを低減するために、スイッチング信号生成部２１から生成されるスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*に対してデューティ補正を施すが、その場合の補正量に制限を設けることが望ましい。

すなわち、例えば、第２のチョッパ装置１００Ｂが故障し、このチョッパ装置１００Ｂの配線部品を流れる電流がゼロアンペアになり、チョッパ装置１００Ｂから負荷２への電流供給が途絶えた場合を考える。このとき、スイッチング信号補正部２２がスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*に補正を施す補正量に制限が無いとすると、スイッチング信号補正部２２は、第１のチョッパ装置１００Ａの配線部品を流れる電流がゼロアンペアになるように、スイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号Ｓａ*に対して補正を施すことになる。その結果、故障を起こしたチョッパ装置１００Ｂから負荷２への電流供給だけでなく、故障を起こしていないチョッパ装置１００Ａから負荷２への電流供給までもが途絶えてしまう不具合を生じる。これに対して、スイッチング信号補正部２２のスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*に対するデューティ補正の補正量に制限を設けると、第２のチョッパ装置１００Ｂが故障を起こしても、故障を起こしていないチョッパ装置１００Ａから負荷２への電流供給がゼロアンペアに減少することが無く、負荷２への電流供給を続けることができる。

変形例７．
各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂに用いるスイッチング素子６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなど、オン、オフ制御が可能な半導体素子が適用でき、また、ダイオード８Ａ、８Ｂ、９Ａ、９Ｂとしては、ＰｉＮダイオードやショットキーバリアダイオードの他、例えばＭＯＳＦＥＴのボディダイオード等を適用することができる。
スイッチング素子６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂやダイオード８Ａ、８Ｂ、９Ａ、９Ｂの半導体材料については広く普及している珪素を用いるものの他、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドがある。スイッチング素子６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂの半導体材料としてワイドバンドギャップ半導体を用いると、耐電圧性が高い、許容電流密度が高い等のワイドバンドギャップ半導体の材料特性によりチョッパ装置に用いられる珪素製のＩＧＢＴをワイドバンドギャップ半導体製のＭＯＳＦＥＴに置き換えることができる。ＭＯＳＦＥＴのオン時の主端子間電圧は素子温度の上昇とともに上がる。各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの入力電流、出力電流が増加するとスイッチング素子６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂの温度は上昇し、オン抵抗が増すことから電流アンバランスの拡大を妨げる。電流アンバランス低減制御の機能を補助することから、制御のフィードバックループのゲインを小さくすることができ、安定な電流アンバランス低減制御が可能となる。ダイオード８Ａ、８Ｂ、９Ａ、９Ｂの半導体材料としてワイドバンドギャップ半導体を用いると、耐電圧性が高い、許容電流密度が高い等のワイドバンドギャップ半導体の材料特性によりチョッパ装置に用いられる珪素製のＰｉＮダイオードをワイドバンドギャップ半導体製のショットキーバリアダイオードに置き換えることができる。ショットキーバリアダイオードの順方向電圧降下は素子温度の上昇とともに上がる。各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの入力電流、出力電流が増加すると、ダイオード８Ａ、８Ｂ、９Ａ、９Ｂの温度は上昇し、順方向電圧降下が増すことから、電流アンバランスの拡大を妨げることができる。このように、電流アンバランスを低減する制御の機能を補助することから、制御のフィードバックループのゲインを小さくすることができ、安定な電流アンバランスの低減制御が可能となる。

変形例８．
この実施の形態１では、多重数が“２”の多重チョッパ装置を例にとって説明したが、この発明はこれに限定されるものではなく、多重数が“３”以上の多重チョッパ装置にも適用することができる。

実施の形態２．
図１２はこの発明の実施の形態２における多重チョッパ装置を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態２の多重チョッパ装置は、低圧側のバッテリー１と高圧側の負荷２の間で双方向に通流して直流電力を変換する双方向型のもので、低圧側のバッテリー１と高圧側の負荷２の間に２台のチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂが並列に接続されている。また、この実施の形態２の多重チョッパ装置は、電流検出器１２、電流波形処理部１３、および各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂを駆動制御する制御部２０を備えている。

図１２において、第１のチョッパ装置１００Ａは、リアクトル５Ａ、上アームのダイオード８Ａとスイッチング素子６Ａ、このスイッチング素子６Ａを駆動するドライバ１６Ａ、下アームのダイオード９Ａとスイッチング素子７Ａ、およびこのスイッチング素子７Ａを駆動するドライバ１７Ａより構成される。また、第２のチョッパ装置１００Ｂについても同様に、リアクトル５Ｂ、上アームのダイオード８Ｂとスイッチング素子６Ｂ、このスイッチング素子６Ｂを駆動するドライバ１６Ｂ、下アームのダイオード９Ｂとスイッチング素子７Ｂ、およびこのスイッチング素子７Ｂを駆動するドライバ１７Ｂより構成される。

制御部２０は、各スイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂのオン、オフを指令するＰＷＭ制御用のスイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓｂ１、Ｓｂ２を各ドライバ１６Ａ、１７Ａ、１６Ｂ、１７Ｂに出力し、これにより、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂがπの位相差を設けて駆動される。

この実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａからスイッチング素子７Ａやダイオード８Ａへ向かって流れる電流の向きと、第２のチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂからスイッチング素子６Ｂやダイオード８Ｂへ向かって流れる電流の向きとが逆向きになるように、これら電流が流れる一対の配線を重ね合わせることで配線束１１を形成する。そして、この配線束１１に電流検出器１２が設置されている。これにより、実施の形態１と同様、電流検出器１２により、第１のチョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａの配線を流れる電流と、第２のチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂの配線を流れる電流の差が検出電流Ｉｄとして検出される。

また、電流波形処理部１３は、ローパスフィルタ１３１により構成され、電流検出器１２の検出波形からリップル成分を取り除き、直流成分を電流偏差信号ΔＩとして生成し、この電流偏差信号ΔＩが制御部２０に入力される。

次に、制御部２０の構成について説明する。
この制御部２０は、実施の形態１と同様に、スイッチング信号生成部２１とスイッチング信号補正部２２とがそれぞれ独立して設けられている。

実施の形態２のスイッチング信号生成部２１は、スイッチング周期設定及びチョッパ装置１００Ａと１００Ｂ間の位相差設定を行うと共に、入出力電圧設定に基づいて各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの各ドライバ１６Ａ、１７Ａ、１６Ｂ、１７Ｂに関する所定のデューティをもつスイッチング信号Ｓａ１*、Ｓａ２*、Ｓｂ１*、Ｓｂ２*を生成する。しかも、同一アームに属するスイッチング素子６Ａと７Ａ、およびスイッチング素子６Ｂと７Ｂへの、スイッチング信号Ｓａ１*とＳａ２*、およびスイッチング信号Ｓｂ１*とＳｂ２*に関しては、オンとオフの切り替えの際に上下アームのスイッチング素子６Ａと７Ａ、およびスイッチング素子６Ｂと７Ｂの双方にオフ指令を与えるデッドタイムが設けられる。

この場合のデッドタイムについては、デッドタイムが短いとアーム短絡を起こし、チョッパ装置の構成部品を破損する恐れがある一方、デッドタイムが長すぎると以下のような問題が起こる。双方向型の多重チョッパ装置では、低圧側のバッテリー１から高圧側の負荷２へ直流電力を昇圧して送る状態と、高圧側の負荷２から低圧側のバッテリー１へ直流電力を降圧して回生する状態の間を、スイッチング信号のデューティを制御することで連続的に切り替えることができる。ここで、デッドタイムが長すぎると、上アームのスイッチング素子６Ａ、６Ｂに関するスイッチング信号Ｓａ１*、Ｓｂ１*のデューティと、下アームのスイッチング素子７Ａ、７Ｂに関するスイッチング信号Ｓａ２*、Ｓｂ２*のデューティの差が大きくなる。昇圧状態での電圧変換率と降圧状態での電圧変換率の差が大きくなり、昇圧状態と降圧状態の切り替え時にチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの動作が不安定になってしまう。このように、同一アームに属するスイッチング素子６Ａと７Ａ、スイッチング素子６Ｂと７Ｂへの、スイッチング信号Ｓａ１*とＳａ２*、スイッチング信号Ｓｂ１*とＳｂ２*に設定されるデッドタイムには、好適なデッドタイムの長さが存在し、制御部２０は設計された所定のデッドタイムの長さをもってチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂにスイッチング信号を出力することが必須である。

また、制御部２０内のスイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３が生成する電流偏差信号ΔＩを入力し、この電流偏差信号ΔＩに基づいて、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランス状態の向きと大きさを判定する。そして、スイッチング信号補正部２２は、この判定に基づいてチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流バランス状態が低減するように、スイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号Ｓａ１*とＳａ２*、スイッチング信号Ｓｂ１*とＳｂ２*にデューティ補正を施し、デューティ補正後の各スイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓｂ１、Ｓｂ２を各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの各ドライバ１６Ａ、１７Ａ、１６Ｂ、１７Ｂに対して出力する。

この場合、スイッチング信号補正部２２が行うデューティ補正の内容は、基本的には実施の形態１で説明した場合と同様である。なお、スイッチング信号生成部２１が生成した同一アームのスイッチング素子６Ａと７Ａ、スイッチング素子６Ｂと７Ｂへのスイッチング信号Ｓａ１*とＳａ２*、スイッチング信号Ｓｂ１*とＳｂ２*にはデッドタイムが設けられているが、スイッチング信号補正部２２が施す補正によってデッドタイムの長さが変わらないように予め調整しておく。

この実施の形態２の双方向型の多重チョッパ装置のように、デッドタイムを設けて上下アームのスイッチング素子６Ａと７Ａ、スイッチング素子６Ｂと７Ｂをオン、オフする場合でも、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランスを低減するとともに、電流アンバランス状態を低減する制御の遅れを小さくできる。さらに、ＰＷＭ方式によるスイッチング信号の生成と、電流アンバランスを低減するためにスイッチング信号のオン、オフ時間を変化させる制御とをそれぞれ独立に行うので、設計変更に伴う全体的な影響が小さく、余分な手間や労力が削減できる。

図１２に示した多重チョッパ装置は、低圧側のバッテリー１と高圧側の負荷２の間で双方向に通流して直流電力を変換する双方向型の多重チョッパ装置として、各チョッパ装置１００Ａ、１００ＢにＩＧＢＴなどの一方向通流型のスイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂを使用しているが、これに限らず、双方向通流スイッチを用いて同期整流を行う同期整流型の多重チョッパ装置にも適用することが可能である。

図１３はこの同期整流型の多重チョッパ装置の回路図である。
この場合の基本的な構成は、図１２に示した場合と同じであるが、スイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂには双方向通流スイッチが採用されている。この場合の双方向通流スイッチとは、ＭＯＳＦＥＴのように、ゲートドライバにオン指令信号を入れると、スイッチング素子の順方向だけでなく逆方向にも低抵抗で電流を通流することができるスイッチをいう。

図１３に示す同期整流型の多重チョッパ装置では、各ダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂに還流電流が通流する期間に、各ダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂに並列接続されている双方向通流スイッチである各スイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂをオンする。還流電流がダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂとスイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂに分流して通流し、ダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂ単体で全ての還流電流が通流する場合に比べて還流電流の電圧降下が小さくなる。このように、公知の同期整流技術を用いると、昇圧を行う多重チョッパ装置、降圧を行う多重チョッパ装置、昇圧と降圧を双方向に行う多重チョッパ装置において全体の通流損失を低減することができる。
その他の構成および動作は、図１２に示した構成の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

なお、この実施の形態２に係る図１２、図１３に示した構成の場合にも、先の実施の形態１で指摘した変形例２〜変形例８と同様の各種の変形を加えることが可能である。

実施の形態３．
図１４はこの発明の実施の形態３における多重チョッパ装置の構成を示す回路図であり、図１２に示した実施の形態２と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態３の多重チョッパ装置は、低圧側のバッテリー１と高圧側の負荷２の間で双方向に通流して直流電力を変換する双方向型のもので、互いに並列に接続された各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの構成は、図１２に示した実施の形態２の場合と基本的に同じである。また、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂのリアクトル５Ａ、５Ｂの配線について、電流の向きが逆向きになるようにこれら一対の配線を重ね合わせることで配線束１１が形成され、この配線束１１に電流検出器１２が設置されていることも実施の形態２と同じである。さらに、電流波形処理部１３の構成も実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

この実施の形態３において、図１２に示した実施の形態２と異なる点は、制御部２０の構成にある。すなわち、この実施の形態３の制御部２０は、スイッチング信号生成部２１およびスイッチング信号補正部２２に加えて、さらに上下アーム信号生成部２３を備えている。

ここで、スイッチング信号生成部２１は、スイッチング周期設定及びチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の位相差設定を行うと共に、入出力電圧設定に基づいて、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの下アームのスイッチング素子７Ａ、７Ｂの各ドライバ１７Ａ、１７Ｂに関するスイッチング信号Ｓａ２*、Ｓｂ２*を生成する。

スイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３が生成する電流偏差信号ΔＩを入力し、この電流偏差信号ΔＩに基づいて、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランス状態の向きと大きさを判定し、この判定に基づいてチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流バランス状態が低減するように、スイッチング信号生成部２１が生成した２つのスイッチング信号Ｓａ２*、Ｓｂ２*に対してデューティ補正を施す。

上下アーム信号生成部２３は、スイッチング信号補正部２２でデューティ補正を施された２つのスイッチング信号Ｓａ２、Ｓｂ２に基づいて、４つのスイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓｂ１、Ｓｂ２を生成し、これらの各スイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓｂ１、Ｓｂ２を各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの各ドライバ６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂにそれぞれ出力する。

すなわち、上下アーム信号生成部２３は、スイッチング信号補正部２２でデューティ補正された下アームのドイラバ１７Ａに与えるスイッチング信号Ｓａ２に遅延時間を与えて出力する。スイッチング信号Ｓａ２のオン時間の長さ、オフ時間の長さは変わらない。上下アーム信号生成部２３は、下アームのドライバ１７Ａのスイッチング信号Ｓａ２のオンを出力する前に上アームのドライバ１６Ａへのスイッチング信号Ｓａ１のオフを出力し、スイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２の双方がオフとなるデッドタイムを設ける。下アームのドライバ１７Ａのスイッチング信号Ｓａ２のオフを出力した後に上アームのドライバ１６Ａへのスイッチング信号Ｓａ１のオンを出力し、スイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２の双方がオフとなるデッドタイムを設ける。所定のデッドタイム長さが得られるように上下アーム信号生成部２３をあらかじめ調整しておく。上下アーム信号生成部２３は、スイッチング信号補正部２２でデューティ補正された下アームのドイラバ１７Ｂに与えるスイッチング信号Ｓｂ２についても同様に処理し、下アームのドイラバ１７Ｂに与えるスイッチング信号Ｓｂ２と上アームのドライバ１６Ｂに与えるスイッチング信号Ｓｂ１を出力する。スイッチング信号補正部２２にてデューティ補正されたスイッチング信号Ｓａ２とＳｂ２の位相差設定が変わらないように上下アーム信号生成部２３をあらかじめ調整しておく。このように、上下アーム信号生成部２３は、スイッチング信号補正部２２でデューティ補正を施された２つのスイッチング信号Ｓａ２、Ｓｂ２から４つのスイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓｂ１、Ｓｂ２を生成する。

そして、上下アーム信号生成部２３により生成された各スイッチング信号Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓｂ１、Ｓｂ２は、それぞれチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂの各ドライバ１６Ａ、１７Ａ、１６Ｂ、１７Ｂに入力され、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂは直流変換を行う。

このように、この実施の形態３による双方向型の多重チョッパ装置は、デッドタイムを設けて上下アームのスイッチング素子６Ａと７Ａ、スイッチング素子６Ｂと７Ｂをオン、オフする場合でも、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ間の電流アンバランスを低減するとともに、電流アンバランス状態を低減する制御の遅れを小さくできる。さらに、ＰＷＭ方式によるスイッチング信号の生成と、電流アンバランスを低減するためにスイッチング信号のオン、オフ時間を変化させる制御と、上下アームのスイッチング素子へのスイッチング信号間の所定長さのデッドタイムの設定とをそれぞれ独立に行うので、設計変更に伴う全体的な影響が小さく、余分な手間や労力が削減できる。例えば、電流アンバランスを低減するためにスイッチング信号のオン、オフ時間を変化させる制御の設計を変更しても、所定のデッドタイム長さの設定の精度への影響が小さい。

なお、図１４の多重チョッパ装置の説明で、スイッチング信号生成部２１は、各チョッパ装置１００Ａ，１００Ｂの下アームの各スイッチング素子７Ａ，７Ｂのドライバ１７Ａ，１７Ｂに関するスイッチング信号Ｓａ２*、Ｓｂ２*を生成するようにしているが、これに限らず、各チョッパ装置１００Ａ，１００Ｂの上アームの各スイッチング素子６Ａ，６Ｂのドライバ１６Ａ，１６Ｂに関するスイッチング信号Ｓａ１*、Ｓｂ*１を生成する構成としてもよい。

この場合、上下アーム信号生成部２３は、スイッチング信号補正部２２により補正を施されたスイッチング信号Ｓａ１、Ｓｂ１を受けて、デッドタイムを設けて上アームのスイッチング素子６Ａ，６Ｂへのスイッチング信号Ｓａ１、Ｓｂ１と下アームのスイッチング素子７Ａ，７Ｂへのスイッチング信号Ｓａ２、Ｓｂ２の組を生成する。

図１４に示した多重チョッパ装置は、低圧側のバッテリー１と高圧側の負荷２の間で双方向に通流して直流電力を変換する双方向型の多重チョッパ装置として、各チョッパ装置１００Ａ、１００ＢにＩＧＢＴなどの一方向通流型のスイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂを使用しているが、これに限らず、双方向通流スイッチを用いて同期整流を行う同期整流型の多重チョッパ装置にも適用することが可能である。

図１５はこの同期整流型の多重チョッパ装置の回路図である。
図１５の多重チョッパ装置の基本的な構成は、図１４に示した場合と同じであるが、スイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂには、ＭＯＳＦＥＴのように、ゲートドライバにオン指令信号を入れると、スイッチング素子の順方向だけでなく逆方向にも低抵抗で電流を通流することができる双方向通流スイッチが採用されている。

図１５に示す同期整流型の多重チョッパ装置では、各ダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂに還流電流が通流する期間に、各ダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂに並列接続されている双方向通流スイッチである各スイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂをオンする。還流電流がダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂとスイッチング素子６Ａ、７Ａ、６Ｂ、７Ｂに分流して通流し、ダイオード８Ａ、９Ａ、８Ｂ、９Ｂ単体で全ての還流電流が通流する場合に比べて還流電流の電圧降下が小さくなる。このように、公知の同期整流技術を用いると、昇圧を行う多重チョッパ装置、降圧を行う多重チョッパ装置、昇圧と降圧を双方向に行う多重チョッパ装置において全体の通流損失を低減することができる。
その他の構成および動作は、図１４に示した構成の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。

なお、この実施の形態３に係る図１４、図１５に示した構成の場合にも、先の実施の形態１で指摘した変形例２〜変形例８と同様の各種の変形を加えることが可能である。

実施の形態４．
図１６はこの発明の実施の形態４における多重チョッパ装置を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。

実施の形態４の多重チョッパ装置は、低圧側のバッテリー１から高圧側の負荷２への昇圧を行う昇圧型の３重チョッパ装置であり、バッテリー１と負荷２の間に３台のチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃが並列に接続されている。また、この実施の形態４の多重チョッパ装置は、２つの電流検出器１２ＡＢ、１２ＢＣ、２つの電流波形処理部１３ＡＢ、１３ＢＣ、および各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃを駆動制御する制御部２０を備えている。

第１のチョッパ装置１００Ａは、図１に示した実施の形態１の場合と同様、リアクトル５Ａ、上アームのダイオード８Ａ、下アームのダイオード９Ａとスイッチング素子７Ａ、このスイッチング素子７Ａを駆動するドライバ１７Ａを備える。第２のチョッパ装置１００Ｂは、リアクトル５Ｂ、上アームのダイオード８Ｂ、下アームのダイオード９Ｂとスイッチング素子７Ｂ、このスイッチング素子７Ｂを駆動するドライバ１７Ｂを備える。第３のチョッパ装置１００Ｃは、リアクトル５Ｃ、上アームのダイオード８Ｃ、下アームのダイオード９Ｃとスイッチング素子７Ｃ、このスイッチング素子７Ｃを駆動するドライバ１７Ｃを備える。

制御部２０は、スイッチング素子７Ａ、７Ｂ、７Ｃのオン、オフを指令するスイッチング信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃを各ドライバ１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃに出力し、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃはそれぞれゼロ、２π／３、４π／３の位相で駆動される。

この実施の形態４では、チョッパ装置１００Ａ及び１００Ｂの同一の配線部品として、リアクトル５Ａ、５Ｂの各配線を選び、各配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで一対の配線からなる配線束１１ＡＢを形成し、この配線束１１ＡＢの箇所に電流検出器１２ＡＢを設置している。そして、一方の電流波形処理部１３ＡＢは、ローパスフィルタ１３１ＡＢを備え、電流検出器１２ＡＢにより検出されたリアクトル５Ａ、５Ｂの配線を流れる電流差を示す検出電流Ｉｄ１から直流成分を抽出して電流偏差信号ΔＩ１を出力する。

また、チョッパ装置１００Ｂ及び１００Ｃの同一の配線部品として、リアクトル５Ｂ、５Ｃの各配線を選び、各配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように重ね合わせることで一対の配線からなる配線束１１ＢＣを形成し、この配線束１１ＢＣの箇所に電流検出器１２ＢＣを設置している。そして、他方の電流波形処理部１３ＢＣは、ローパスフィルタ１３１ＢＣを備え、電流検出器１２ＢＣにより検出されたリアクトル５Ｂ、５Ｃの配線を流れる電流差を示す検出電流Ｉｄ２から直流成分を抽出して電流偏差信号ΔＩ２を出力する。
こうして、各電流波形処理部１３ＡＢ、１３ＢＣにより生成された各電流偏差信号ΔＩ１、ΔＩ２は共に制御部２０に入力される。

ここで、チョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａを流れる電流の直流成分をＩａ、チョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂを流れる電流の直流成分をＩｂ、チョッパ装置１００Ｃのリアクトル５Ｃを流れる電流の直流成分Ｉｃとし、例えばＩａ＝１６アンペア、Ｉｂ＝１１アンペア、Ｉｃ＝１２アンペアである場合を例にとって制御部２０の機能について以下説明する。

スイッチング信号生成部２１は、スイッチング周期設定及び並列チョッパ装置間の位相差設定を行うと共に、入出力電圧設定に基づいて、各ドライバ１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃに関するスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*、Ｓｃ*をそれぞれ生成する。

スイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３ＡＢが生成する電流偏差信号ΔＩ１を入力することで、チョッパ装置１００Ａのリアクトル電流がチョッパ装置１００Ｂのリアクトル電流よりもＩａ−Ｉｂ＝５アンペア高いという情報を得る。また、スイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３ＢＣが生成する電流偏差信号ΔＩ２を入力することで、チョッパ装置１００Ｃのリアクトル電流がチョッパ装置１００Ｂのリアクトル電流よりもＩｃ−Ｉｂ＝１アンペア高いという情報を得る。各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃが互いに電流バランス状態にあるとしたとき、各リアクトル５Ａ、５Ｂ、５Ｃを流れる電流の直流成分はＩａ、Ｉｂ、Ｉｃの平均電流（Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ）／３に一致する。

この実施の形態４では、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの同一の配線部品としてリアクトル５Ａ、５Ｂ、５Ｃの配線を選んでいる。そこで、全てのチョッパ装置についてリアクトル配線に流れる電流の値とリアクトル配線に流れる電流の平均値との差を対平均電流偏差と定義すると、全てのチョッパ装置について対平均電流偏差は、次の式（１）で表される。

スイッチング信号補正部２２は、上記の式（１）に基づいて、電流波形処理部１３ＡＢ、１３ＢＣが生成した各電流偏差信号ΔＩ１、ΔＩ２に基づいて、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの対平均電流偏差を計算する。計算したこれらの対平均電流偏差に応じて、スイッチング信号補正部２２は、全てのチョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃについて、対平均電流偏差が無くなるように、スイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号Ｓａ*、Ｓｂ*、Ｓｃ*の全てにデューティ補正を施す。

上記の具体例についてみると、スイッチング信号補正部２２は、スイッチング信号生成部２１が生成したチョッパ装置１００Ａに関するスイッチング信号Ｓａ*に対しては、当該装置１００Ａのリアクトル５Ａに流れる電流が３アンペア減少するようにデューティ補正を施し、チョッパ装置１００Ｂに関するスイッチング信号Ｓｂ*に対しては、当該装置１００Ｂのリアクトル５Ｂに流れる電流が２アンペア増加するようにデューティ補正を施し、さらに、チョッパ装置１００Ｃに関するスイッチング信号Ｓｃ*に対しては、当該装置１００Ｃのリアクトル５Ｃに流れる電流が１アンペア増加するようにデューティ補正を施す。

なお、図１６に示した構成では、スイッチング信号補正部２２は、２つの電流偏差信号ΔＩ１、ΔＩ２が入力される構成としたが、さらに、図示しないが、チョッパ装置１００Ｃ、１００Ａのリアクトル５Ｃ、５Ａの各配線から流れ出す電流の向きが逆向きになるように配線束１１ＣＡを形成し、この配線束１１ＣＡの箇所に電流検出器１２ＣＡを設置するとともに、別途、電流波形処理部１３ＡＢ、１３ＢＣと同様の構成の電流波形処理部１３ＣＡを設け、この電流波形処理部１３ＣＡにより電流検出器１２ＣＡにより検出された検出電流Ｉｄ３から直流成分を抽出してチョッパ装置１００Ａ、１００Ｃの間の電流偏差を表す電流偏差信号ΔＩ３を生成し、上記の電流偏差信号ΔＩ１、ΔＩ２に加えて、さらに電流偏差信号ΔＩ３をスイッチング信号補正部２２に入力するようにしてもよい。

このようにすれば、スイッチング信号補正部２２は、より多くの電流偏差信号ΔＩ１〜ΔＩ３を入力することになるので、一部の電流波形処理部が故障して一部の電流偏差信号が途絶えても、残りの電流偏差信号から対平均電流偏差を計算することができ、信頼度が高まる。

次に、実施の形態４のように、多重数が“３”以上の多重チョッパ装置において、電流アンバランス状態を低減する際に、スイッチング信号補正部２２で上述の対平均電流偏差の概念を用いてデューティ補正を行うことの利点について説明する。

いま、スイッチング信号補正部２２が、各電流波形処理部１３ＡＢ、１３ＢＣが生成する電流偏差信号ΔＩ１、ΔＩ２だけを用いて単純にデューティ補正を行い、この実施の形態４のような対平均電流偏差の概念を用いたデューティ補正を行わない場合を考える。

スイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３ＡＢが生成する電流偏差信号ΔＩ１を受けて、チョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａに流れる電流がチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂを流れる電流よりもＩａ−Ｉｂ＝５アンペア高いという情報を得る。このため、スイッチング信号補正部２２は、スイッチング信号生成部２１が生成したチョッパ装置１００Ａへのスイッチング信号Ｓａ*に対しては、チョッパ装置１００Ａのリアクトル５Ａに流れる電流が２．５アンペア減少するように補正を施す。また、スイッチング信号生成部２１が生成したチョッパ装置１００Ｂへのスイッチング信号Ｓｂ*に対しては、チョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂに流れる電流が２．５アンペア増加するような補正を施すことを試みる。

また、スイッチング信号補正部２２は、電流波形処理部１３ＢＣが生成する電流偏差信号ΔＩ２を受けて、チョッパ装置１００Ｃのリアクトル５Ｃに流れる電流がチョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂに流れる電流よりもＩｃ−Ｉｂ＝１アンペア高いという情報を得る。このため、スイッチング信号補正部２２は、スイッチング信号生成部２１が生成したチョッパ装置１００Ｂへのスイッチング信号Ｓｂ*に対しては、チョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂに流れる電流が０．５アンペア増加するような補正を施すことを試みる。また、スイッチング信号生成部２１が生成したチョッパ装置１００Ｃへのスイッチング信号Ｓｃ*に対しては、チョッパ装置１００Ｃのリアクトル５Ｃに流れる電流が０．５アンペア減少するように補正を施す。

これらの結果として、スイッチング信号補正部２２は、スイッチング信号生成部２１が生成したチョッパ装置１００Ｂへのスイッチング信号Ｓｂ*に対しては、チョッパ装置１００Ｂのリアクトル５Ｂに流れる電流が３アンペア（＝２．５＋０．５）増加するような補正を施す。このように、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの負荷２への出力電流の合計が変動することなく、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ間の電流アンバランスが時間経過とともに次第に低減されるものの、電流アンバランスが低減されるまでに時間がかかる。

すなわち、チョッパ装置１００Ｃのリアクトル５Ｃに流れる電流についての電流アンバランスを補正する場合に着目すると、式（１）に基づく対平均電流偏差を計算していない場合、スイッチング信号補正部２２は、スイッチング信号生成部２１が生成したスイッチング信号Ｓｃ*に対して、チョッパ装置１００Ｃのリアクトル５Ｃに流れる電流が一旦０．５アンペア減少するような補正を施す。これに対して、この実施の形態４では、対平均電流偏差を計算しているので、スイッチング信号補正部２２は、スイッチング信号Ｓｃ*に対してチョッパ装置１００Ｃのリアクトル５Ｃに流れる電流が一度に１アンペア増加するような補正を行う。このため、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの負荷２への出力電流の合計が変動することなく、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ間の電流アンバランス状態を短時間のうちに低減することができる。

このように、この実施の形態４では、多重数が“３”以上の多重チョッパ装置において、電流アンバランス状態を低減する際に、スイッチング信号補正部２２で上述の対平均電流偏差の概念を用いてデューティ補正を行うので、チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃの負荷への出力電流の合計が変動することなく、各チョッパ装置１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ間の電流アンバランスを速やかに低減することができる。

図１６に示したこの実施の形態４の構成についても、次のような各種の変形を加えることが可能である。

すなわち、図１６に示した構成について、先の実施の形態１で指摘した変形例２〜変形例７と同様の各種の変形を加えることが可能である。また、この実施の形態４では多重数が“３”の多重チョッパ装置にて説明したが、これに限らず、多重数が“４”以上の多重チョッパ装置にも適用することができる。また、この発明の実施の形態４では、低圧側のバッテリー１から高圧側の負荷２へ直流電力の昇圧を行う昇圧型の多重チョッパ装置について説明したが、これとは逆に、高圧側のバッテリーから低圧側の負荷へ直流電力の降圧を行う降圧型のチョッパ装置にも適用できる。さらに、上アームと下アームの各スイッチング素子を用いて低圧側と高圧側の間で双方向に通流して直流電力を変換する双方向型の多重チョッパ装置にも適用でき、さらに、双方向通流スイッチを用いて同期整流を行う同期整流多重チョッパ装置にも適用することが可能である。

１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ チョッパ装置、２ 負荷、３ 平滑コンデンサ、
５Ａ、５Ｂ、５Ｃ リアクトル、
６Ａ、６Ｂ、６Ｃ スイッチング素子、７Ａ、７Ｂ、７Ｃ スイッチング素子、
８Ａ、８Ｂ、８Ｃ ダイオード、９Ａ、９Ｂ、９Ｃ ダイオード、
１１、１１ＡＢ、１１ＢＣ、１１ＣＡ 配線束、
１２Ａ、１２Ｂ、１２ＡＢ、１２ＢＣ、１２ＣＡ 電流検出器、
１３、１３ＡＢ、１３ＢＣ、１３ＣＡ 電流波形処理部、
１６Ａ、１６Ｂ、１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ ドライバ、２０ 制御部、
２１ スイッチング信号生成部、２２ スイッチング信号補正部、
２３ 上下アーム信号生成部、
１３１、１３１ＡＢ、１３１ＢＣ ローパスフィルタ、１３２ 演算器。

Claims (13)

1. 低圧側に接続されたリアクトル、このリアクトルに接続されたスイッチング素子およびダイオードからなるチョッパ装置をＮ台（Ｎは２以上の整数）並列に接続し、各々の上記チョッパ装置のスイッチング素子を互いに位相差をもたせてオン、オフすることにより、低圧側と高圧側の間で直流変換を行う多重チョッパ装置であって、
   各々の上記チョッパ装置を構成する同一の配線部品の配置箇所に、各々の上記チョッパ装置で直流変換を分担する際に上記同一の配線部品に流れる電流の差を検出するための電流検出器を設けると共に、各々の上記チョッパ装置に対して当該装置駆動用のスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、上記電流検出器が検出した電流波形を処理して上記チョッパ装置の相互間の電流偏差を表す電流偏差信号を生成する電流波形処理部と、上記電流波形処理部が生成した電流偏差信号に基づいて上記チョッパ装置の相互間の電流偏差が低減するように上記スイッチング信号生成部が生成したスイッチング信号にデューティ補正を施すスイッチング信号補正部と、上記スイッチング信号補正部がデューティ補正を施したスイッチング信号を受けて上記スイッチング素子を駆動するドライバと、を備える多重チョッパ装置。
2. 上記スイッチング信号補正部が施すデューティ補正の遅延が１スイッチング周期未満であることを特徴とする請求項１に記載の多重チョッパ装置。
3. 上記スイッチング信号補正部は、コンパレータとスイッチング周期の２００分の１から２０分の１の範囲の時定数を持つＲＣフィルタとで構成されることを特徴とする請求項２に記載の多重チョッパ装置。
4. 各々上記チョッパ装置は、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とを有し、同一アームに属するスイッチング素子については上アームと下アームのスイッチング素子が共にオフとなるデッドタイムを設けてオン、オフを切り替え、各々の上記チョッパ装置の相互間のスイッチング素子については互いに位相差をもたせてオン、オフするものであり、
   上記スイッチング信号生成部は、各々の上記チョッパ装置の上アームと下アームのそれぞれのスイッチング素子に対してスイッチング信号を生成するものであり、
   上記スイッチング信号補正部は、上記電流波形処理部が生成した電流偏差信号に基づいて上記チョッパ装置の間の電流偏差が低減するように上記スイッチング信号生成部が生成した各スイッチング信号に補正を施すものである請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
5. 各々の上記チョッパ装置の内の２台を１組とした場合に、この２台１組のチョッパ装置の上記同一の配線部品から流れ出す電流の向きが逆向きになるように配線部品を重ね合わせて一対の配線束を形成し、この配線束の形成箇所に上記電流検出器を配置して上記配線束を流れる一対の配置部品間の電流差を検出すると共に、上記電流波形処理部は、上記電流検出器が検出した電流波形から直流成分を抽出して２台１組のチョッパ装置の間の電流偏差を表す上記電流偏差信号を生成するローパスフィルタからなる請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
6. 各々の上記チョッパ装置を構成する入力配線、出力配線、上記リアクトル、上記スイッチング素子、および上記ダイオードの内のいずれか一つを電流偏差が生じる箇所に位置する同一の配線部品として選定するとともに、その配線部品を流れる電流を検出する上記電流検出器を各々の上記チョッパ装置に対して個別に設ける一方、上記電流波形処理部は、各々の上記チョッパ装置の内の２台を１組とした場合に、この２台１組のチョッパ装置に対応して設けられて２台１組のチョッパ装置の相互間の電流偏差を抽出するものであって、各々の上記電流検出器が検出した電流波形の差を演算する演算器と上記演算器の出力から直流成分を抽出するローパスフィルタ、または各々の上記電流検出器が検出した電流波形から直流成分を抽出するローパスフィルタと上記ローパスフィルタにより抽出された直流成分の差を演算する演算器とからなる請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
7. 上記スイッチング信号補正部は、上記電流波形処理部が生成する上記電流偏差信号に基づいて、上記スイッチング信号生成部が生成する各々の上記スイッチング信号の内、１台のチョッパ装置に対するスイッチング信号については補正を施さず、残りのチョッパ装置に対するスイッチング信号について、全てのチョッパ装置の相互間の電流偏差が低減するように補正を施すものである請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
8. 上記スイッチング信号補正部は、上記電流波形処理部が生成する電流偏差信号に基づいて、全てのチョッパ装置の相互間の電流偏差が低減し、かつ上記スイッチング信号への補正によって全てのチョッパ装置の出力電流の合計が変わらないように、上記スイッチング信号生成部が生成した各々の上記チョッパ装置に対するスイッチング信号の全てに補正を施すものである請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
9. 上記スイッチング信号補正部は、上記電流波形処理部が生成する上記電流偏差信号に基づいて、全てのチョッパ装置について上記配線部品に流れる電流の値と上記配線部品に流れる電流の平均値との差を対平均電流偏差として算出し、全てのチョッパ装置について上記対平均電流偏差が無くなるように、上記スイッチング信号生成部が生成した上記スイッチング信号の全てに補正を施すものである請求項８に記載の多重チョッパ装置。
10. 上記スイッチング信号補正部は、上記スイッチング信号生成部が生成したスイッチング信号に補正を施す場合の補正量に制限を設けるものであり、一部のチョッパ装置の故障が発生している状態においても補正量の制限を変更しないものである請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
11. 上記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の多重チョッパ装置。
12. 上記ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の多重チョッパ置。
13. 上記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項１１または請求項１２に記載の多重チョッパ装置。

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