CN112217386A - 一种基于分段变电感的频率最优控制的crm升压变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM（Critical conduction mode，电感电流临界连续模式）升压变换器。该变换器包括主功率电路、CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、乘法器、整流后输入电压分压电路和可变电感控制电路，其中整流后输入电压分压电路的输出端连接乘法器的输入端，输出电压反馈电路的输出端连接乘法器的另一个输入端，乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；主功率电路中的可变电感在半个工频周期内通过可变电感控制电路实时施加不同的偏置电流，分段调整电感值。本发明实现了CRM升压PFC（Power Factor Correction，功率因数校正）变换器开关频率变化范围最大程度的减小，提高了变换器效率，同时还能实现单位功率因数。

Description

一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别涉及一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，目前已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式来说，有源方式具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。
有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Boost PFC变换器是常用的PFC变换器之一。其中CRM Boost PFC变换器一般应用在中小功率场合，其优点是开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高等，但是其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。
针对CRM Boost PFC变换器开关频率变化范围大这一缺点，张震在《All-FixedSwitching Frequency Control of CRM Boost PFC Converter Based on VariableInductor in a Wide Input Voltage Range》一文中在已有的注入谐波方法上与变电感技术相结合，实现了电压宽范围内开关频率全部恒定。这种方法输入电流的谐波均满足IEC61000-3-2 Class D标准，同时开关频率在宽电压范围内都定在了30kHz。但是，该研究方法控制电路复杂，同时在输入电压较高时，功率因数下降越明显，大大增加了对电网的谐波污染。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，克服了传统控制下CRM升压PFC变换器开关频率变化范围大的问题，提高了变换器的效率，同时还能保证单位功率因数。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感LbVI、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感LbVI的一端连接，可变电感LbVI另一端分别接入开关管Qb的漏极D和二极管Db的阳极，二极管Db的阴极分别与滤波电容C的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容C的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；主功率电路中升压电感为可变电感LbVI，在输出功率为120W，输出电压为400V的工况下，若电感在半个工频周期内分为四段，由于曲线的对称关系，第二段和第三段感值相等，即半个工频周期内需要两个电感值，则输入电压有效值90VAC时，在0～0.185π和0.815π～π电角度内控制电感值为0.929mH，在0.185π～0.815π时，控制电感值为0.767mH，此时频率变化范围为30～36.3kHz；输入电压有效值110VAC时，在0～0.19π和0.81π～π电角度内控制电感值为1.314mH，在0.19π～0.81π时，控制电感值为1.027mH，此时频率变化范围为30～38.3kHz；输入电压有效值176VAC时，在0～0.213π和0.787π～π电角度内控制电感值为2.644mH，在0.213π～0.787π时，控制电感值为1.625mH，此时频率变化范围为30～48.7kHz；输入电压有效值220VAC时，在0～0.238π和0.762π～π电角度内控制电感值为3.169mH，在0.238π～0.762π时，控制电感值为1.494mH，此时频率变化范围为30～63.5kHz；输入电压有效值264VAC时，在0～0.292π和0.708π～π电角度内控制电感值为2.498mH，在0.292π～0.708π时，控制电感值为0.645mH，此时频率变化范围为30～115.8kHz。保证了宽电压范围下，最低开关频率都为30kHz且频率变化范围大大减小。新的控制既保持了传统定导通时间控制能实现单位功率因数的优点，又通过变电感技术最大程度上减小开关频率的变化范围，提升了变换器的整体性能。
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、整流后输入电压分压电路、乘法器和可变电感控制电路；所述CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Qb的门极G连接；输出电压反馈电路输入端连接主功率电路的输出电压Vo的正极，输出端连接乘法器的一个输入端；整流后输入电压分压电路的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接乘法器的另一个输入端；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；可变电感控制电路的一个输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一个输入端与CRM控制和驱动电路的输出端相连，输出端连接到主功率电路的可变电感LbVI上。
进一步地，所述的CRM控制和驱动电路包括电感Lz、第六电阻Rz、第七电阻Rt、第八电阻Rd、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A1；
所述电感Lz的一端连接参考点电位零点，另一端连接第六电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与主功率电路中可变电感LbVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第六电阻Rz的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路中第一运算放大器A1的同相输入端；第七电阻Rt的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Qb的源极S和第一运算放大器A1的反相输入端，第一运算放大器A1的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第八电阻Rd串联后，接入开关管Qb的门极G。
进一步地，所述的输出电压反馈电路包括第二运算放大器A2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5和电容C1；
所述第三电阻R3的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第二运算放大器A2的反向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的正向输入端与参考电压相连，输出端连接乘法器的一个输入端。
进一步地，所述的整流后输入电压分压电路包括第一电阻R1和第二电阻R2；
所述第一电阻R1的一端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与参考点位零点连接。
进一步地，所述的乘法器包括乘法器；
所述乘法器的一个输入端与输出电压反馈电路的输出端连接，另一个输入端连接到输入电压分压电路的输出端。
进一步地，所述的可变电感控制电路包括隔离放大电路、整形电路和TMS320F28-377D芯片；
所述可变电感控制电路包括隔离放大电路、整形电路和TMS320F28377D芯片；所述隔离放大电路的输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接TMS320F28377D芯片的ADC输入端，整形电路的输入端与CRM控制和驱动电路的输出端相连，输出端连接TMS320F28377D芯片的ECAP1输入端，TMS320F28377D芯片的DAC1输出端口与可变电感LbVI连接。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)在新的控制方法下，变换器的功率因数仍为1，且控制电路简单；(2)可以实现全电压范围内的最小开关频率恒定且最大程度减小频率变化范围；(3)简化了EMI滤波器和电感的设计，改善了输入滤波效果，同时减小了开关损耗和磁芯损耗，提高了变换器效率。
附图说明
图1是本发明实施例中基于可变电感的频率优化控制的CRM升压变换器的电路结构示意图。其中1为主功率电路，2为CRM控制和驱动电路、3为输出电压反馈电路、4为整流后输入电压分压电路、5为乘法器，6为可变电感控制电路。
图2是本发明实施例中Boost PFC变换器主电路示意图。
图3是本发明实施例中CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。
图4是本发明实施例中半个工频周期内CRM Boost PFC变换器的电感电流波形图。
图5是本发明实施例中宽输入电压范围内的电感值变化曲线图。
图6是本发明实施例中半个工频周期内的电感值变化曲线图。
图7是本发明实施例中半个工频周期内的频率变化曲线图。
图8是本发明实施例中各个电压下开关频率最大值与最小值之比与分段数的变化曲线图。
图9是本发明实施例中可变电感的基本模型图。
图10是本发明实施例中不同分段电感数下半个工频周内的频率变化曲线。
具体实施方式
下面将结合说明书附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
实施例1
CRM Boost PFC变换器的工作原理：
图2是Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图3为CRM时一个开关周期中的电感电流波形。当Qb导通时，Db截止，升压电感Lb两端的电压为vg，其电流iLb由零开始以vg/Lb的斜率线性上升；当Qb关断时，iLb通过Db续流，此时Lb两端的电压为vg－Vo，iLb以(Vo－vg)/Lb的斜率下降，由于Boost变换器工作在CRM模式，因此在iLb下降到零时，开关管Qb开通，开始新的开关周期。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率；
那么输入电压整流后的电压vg为：
vg＝Vm·|sinωt| (2)
在一个开关周期内，电感电流峰值iLb_pk为：
Figure BDA0002650740990000051
其中ton为Qb的导通时间；
在每个开关周期内，升压电感Lb两端的伏秒面积平衡，所以Qb的关断时间toff为：
Figure BDA0002650740990000052
从图3可以看出，每个开关周期内，电感电流的平均值ilb_av为其峰值的一半，由式(3)可得：
Figure BDA0002650740990000053
由式(5)可知，如果在一个工频周期内，ton是固定的，那么电感电流的平均值为正弦形式，即输入功率因数为1。从式(4)可以看出，toff是随输入电压瞬时值变化的，即一个工频周期中开关频率不断变化。
图4为在半个工频周期内电感电流、峰值包络线和平均值的波形。
由式(5)和图2可以看出，输入电流iin为：
Figure BDA0002650740990000054
设定变换器的输出功率为Po，效率为1，由输入输出功率平衡可得：
Figure BDA0002650740990000055
由式(7)可得导通时间ton为：
Figure BDA0002650740990000056
将式(8)分别代入式(5)和式(6)，可得电感电流的平均值iLb_av和输入电流iin为：
Figure BDA0002650740990000057
Figure BDA0002650740990000058
其中2Po/Vm为基波电流幅值；
由式(4)和式(8)可得关断时间toff为：
Figure BDA0002650740990000061
结合式(8)和式(11)可得开关频率fs为：
Figure BDA0002650740990000062
上式可以化为：
Figure BDA0002650740990000063
观察式(13)可以发现，在变换器参数确定时，随着ωt的不断变化，工频周期内的开关频率fs相应地不断变化。开关频率在[0，π/2]区间内随ωt单调递减，在[π/2，π]区间内随ωt单调递增，因此其工频周期内的最小值fs_min和最大值fs_max分别出现在输入电压峰值时刻和过零时刻，即ωt＝π/2时有最小值，ωt＝0或π时有最大值，即
Figure BDA0002650740990000064
Figure BDA0002650740990000065
根据式(14)与式(15)，用fs_max比fs_min可得
Figure BDA0002650740990000066
如果将最低开关频率限定在30kHz，由式(12)可得最大电感值Lb_max的表达式为
Figure BDA0002650740990000067
根据式(17)，结合变换器的具体参数，可以得到宽输入电压范围内临界电感值的变化曲线，如下图5所示。
实施例2
实现基于可变电感的高功率因数频率优化控制策略：
本发明提出的高功率因数频率优化控制就是利用变电感技术，解决传统定导通时间控制下开关频率变化范围大的问题。基于可变电感的高功率因数频率优化控制下，根据所需的频率变化范围来设计可变电感，在半个工频周期内，通过偏置电流来实时调整电感值，使得开关频率恒定。这样既实现了开关频率变化范围的减小，减小了开关损耗，又能实现功率因数为1，满足变换器设计要求。
为实现工频周期的频率优化控制，需要利用变电感技术，假设电感在半个工频周期内分段变化，由式(6)可知，为了保证输入电流为正弦形式，需要导通时间ton的表达式为：
ton＝kLb (18)
其中k为常数，与输入电压以及输出功率有关。
假设变换器的效率为1，由式(7)可得：
Figure BDA0002650740990000071
由式(4)和式(19)可得开关频率fs的表达式为：
Figure BDA0002650740990000072
由于在半个工频周期内波形的对称性，假设在半个工频周期内电感分n段(n为偶数)变化，则未知量有
Figure BDA0002650740990000073
个分段点时间量：θ1、θ2、...、
Figure BDA0002650740990000074
个电感值:L1、L2、...、
Figure BDA0002650740990000075
共n-1个未知量，其中θ＝ωt。
假设开关频率最低点fs_min为已知量，以频率变化范围最小为目标，则需要分段点处的频率最大值相等以及频率最小值相等，以分六段为示意图，电感值分段变化曲线如图6所示，对应的频率变化曲线如图7所示。
由式(11)和图6和图7可得下列表达式：
Figure BDA0002650740990000076
Figure BDA0002650740990000081
共有n-1个方程式对应n-1个未知量，可求解方程得最优的分段电感值和分段时间点，如下式：
Figure BDA0002650740990000082
Figure BDA0002650740990000083
Figure BDA0002650740990000084
由上式(23)和(24)可得电感值在半个工频周期内的变化为：
Figure BDA0002650740990000085
由式(18)可知，只要保证导通时间是感值变化的k倍就可以保证PF为1，则可得导通时间表达式为：
Figure BDA0002650740990000086
由图7和式(24)可知，最大频率与最小频率之比即为0时刻的频率与θ1时刻的频率之比，则可得频率变化范围变化的表达式如下：
Figure BDA0002650740990000087
由式(27)可以得到各个电压下不同分段电感数下半个工频周内的频率变化曲线，如图8所示。由图可知，即使在半个工频周期内仅将电感分为四段，即两个电感值，频率变化最大倍数也仅为3.8，比之传统定电感控制下的15倍大大降低。
故结合式(23)～(26)就可以实现任意电压下最低开关频率都为30kHz且频率变化范围大大减小。假设需要开关频率恒定为fs＝30kHz，在输出功率为120W，输出电压为400V的工况下，若电感在半个工频周期内分为四段，由于曲线的对称关系，第二段和第三段感值相等，即半个工频周期内需要两个电感值，则输入电压有效值90VAC时，在0～0.185π和0.815π～π电角度内控制电感值为0.929mH，在0.185π～0.815π时，控制电感值为0.767mH，此时频率变化范围为30～36.3kHz；输入电压有效值110VAC时，在0～0.19π和0.81π～π电角度内控制电感值为1.314mH，在0.19π～0.81π时，控制电感值为1.027mH，此时频率变化范围为30～38.3kHz；输入电压有效值176VAC时，在0～0.213π和0.787π～π电角度内控制电感值为2.644mH，在0.213π～0.787π时，控制电感值为1.625mH，此时频率变化范围为30～48.7kHz；输入电压有效值220VAC时，在0～0.238π和0.762π～π电角度内控制电感值为3.169mH，在0.238π～0.762π时，控制电感值为1.494mH，此时频率变化范围为30～63.5kHz；输入电压有效值264VAC时，在0～0.292π和0.708π～π电角度内控制电感值为2.498mH，在0.292π～0.708π时，控制电感值为0.645mH，此时频率变化范围为30～115.8kHz。保证了宽电压范围下，最低开关频率都为30kHz且频率变化范围大大减小。新的控制既保持了传统定导通时间控制能实现单位功率因数的优点，又通过变电感技术最大程度上减小开关频率的变化范围，提升了变换器的整体性能。
可变电感的基本模型如图9所示，由两个侧边的辅助绕组和中间的主绕组构成，通过控制流过辅助绕组NC的偏置电流Ibias的大小，可以改变主磁芯电感LbVI的大小，在本发明中，使用双E型磁芯，如图9所示。主电感绕组NL缠绕在带有气隙的中间磁芯上，辅助绕组NC绕在两侧磁芯上，两辅助绕组串联连接，以消除由主电感电流ILbVI波动引起的感应电压。当无偏置电流时，主绕组维持初始电感值，与正常电感相同；当有偏置电流Ibias流过NC时，沿着双E型磁芯的外部路径就会产生偏置磁通Φbias，随着Φbias增加，Φbias将磁芯在B-H曲线上的工作点由线性区推向非线性饱和区域，磁芯沿该路径的磁导率μ降低，这时，当主绕组通电时，会产生主磁通Φmain，由于主磁通Φmain流过中间磁芯和外部路径，主磁芯也受到偏置电流的影响，磁导率降低。综上，Ibias降低了中间磁芯上的有效磁导率，导致主电感LbVI降低。
根据图9可变电感基本模型可推导出可变电感计算公式为：
Figure BDA0002650740990000091
式中，l1，l3，lg分别是辅助绕组、主绕组和气隙有效磁路长度；A1、A3是辅助磁芯和主磁芯的有效截面积；n3是主绕组的匝数；μ0是空气磁导率；μ3和μvar分别是主绕组和辅助绕组的有效磁导率。
通过式(28)可以知，变电感实质是通过偏置电流改变μ3和μvar，即主绕组和辅助绕组的有效磁导率。
实施例3
性能对比：
3.1临界电感值
结合图5分析可知，在传统定导通时间控制下，为保证宽输入电压范围内开关频率全部大于最低频率30kHz，临界电感值受到输入电压有效值264VAC时最小值的限制，只能设计为0.645mH。但是在基于可变电感的高功率因数频率优化控制下，根据前文所介绍的可变电感特性，偏置电流增大电感值会随之减小，在选取临界电感值时不再受宽输入电压范围内电感最小值的限制。按电感值在半个工频周期内分四段，则设计临界电感值时可以选取前文220VAC计算出的最大电感值Lmax＝3.169mH。与传统定导通时间控制相比，基于可变电感的高功率因数频率优化控制下临界电感值有明显的提高。
3.2开关频率的变化
根据前文分析，若电感值在半个工频周期内分四段，可画出基于分段可变电感的高功率因数频率优化控制下宽输入电压范围内的开关频率变化曲线，如图8所示。从图8中可以看出，采用新的基于可变电感的高功率因数频率优化控制后，开关频率变化范围由传统控制下的30kHz～450kHz变换为到恒定30-115kHz，开关频率变化范围大大减小。
实施例4
基于可变电感的高功率因数频率优化控制的CRM升压变换器：
结合图1，整流后的输入电压vg经第一电阻R1和第二电阻R2分压，得到vA＝kvgVm|sinωt|，其中kvg是分压系数，kvg＝R2/(R1+R2)；输出电压经过第三电阻R3和第四电阻R4的分压，得到分压电压vB＝kvgVo，其中R3/R4＝R1/R2。
电压环控制电路中分压电压vB和误差放大器的基准电压Vref相比较，其中Vref＝2.5V，经由第五电阻R5与电容C1组成的调节器得到误差信号vEA，vEA与vA接入乘法器后得到点电压vE为：
vE＝vEAkvgVm|sinωt| (29)
公式(29)的输出电压vE与电阻Rt上的电压比较后控制开关管Qb的关断，电阻Rz上的电压经过零检测后控制开关管Qb的开通，同时加上可变电感的控制，就可以得到如式(26)变化规律的导通时间。
结合图1，本发明提供一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感LbVI、开关管Qb、二极管Db、滤波电容Co和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感LbVI的一端连接，可变电感LbVI另一端分别接入开关管Qb的漏极D和二极管Db的阳极，二极管Db的阴极分别与滤波电容C的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容C的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；主功率电路中升压电感为可变电感LbVI，在输出功率为120W，输出电压为400V的工况下，若电感在半个工频周期内分为四段，由于曲线的对称关系，第二段和第三段感值相等，即半个工频周期内需要两个电感值，则输入电压有效值90VAC时，在0～0.185π和0.815π～π电角度内控制电感值为0.929mH，在0.185π～0.815π时，控制电感值为0.767mH，此时频率变化范围为30～36.3kHz；输入电压有效值110VAC时，在0～0.19π和0.81π～π电角度内控制电感值为1.314mH，在0.19π～0.81π时，控制电感值为1.027mH，此时频率变化范围为30～38.3kHz；输入电压有效值176VAC时，在0～0.213π和0.787π～π电角度内控制电感值为2.644mH，在0.213π～0.787π时，控制电感值为1.625mH，此时频率变化范围为30～48.7kHz；输入电压有效值220VAC时，在0～0.238π和0.762π～π电角度内控制电感值为3.169mH，在0.238π～0.762π时，控制电感值为1.494mH，此时频率变化范围为30～63.5kHz；输入电压有效值264VAC时，在0～0.292π和0.708π～π电角度内控制电感值为2.498mH，在0.292π～0.708π时，控制电感值为0.645mH，此时频率变化范围为30～115.8kHz。保证了宽电压范围下，最低开关频率都为30kHz且频率变化范围大大减小。新的控制既保持了传统定导通时间控制能实现单位功率因数的优点，又通过变电感技术最大程度上减小开关频率的变化范围，提升了变换器的整体性能。
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、整流后输入电压分压电路、乘法器和可变电感控制电路；所述CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Qb的门极G连接；输出电压反馈电路输入端连接主功率电路的输出电压Vo的正极，输出端连接乘法器的一个输入端；整流后输入电压分压电路的输入端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接乘法器的另一个输入端；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；可变电感控制电路的一个输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一个输入端与CRM控制和驱动电路的输出端相连，输出端连接到主功率电路的可变电感LbVI上。
进一步地，所述的CRM控制和驱动电路2包括电感Lz、第六电阻Rz、第七电阻Rt、第八电阻Rd、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A1；
所述电感Lz的一端连接参考点电位零点，另一端连接第六电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与主功率电路中可变电感LbVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第六电阻Rz的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路中第一运算放大器A1的同相输入端；第七电阻Rt的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Qb的源极S和第一运算放大器A1的反相输入端，第一运算放大器A1的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第八电阻Rd串联后，接入开关管Qb的门极G。
进一步地，所述的输出电压反馈电路3包括第二运算放大器A2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5和电容C1；
所述第三电阻R3的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第二运算放大器A2的反向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的正向输入端与参考电压相连，输出端连接乘法器的一个输入端。
进一步地，所述的输入电压分压电路4包括第一电阻R1和第二电阻R2；
所述第一电阻R1的一端与输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与参考点位零点连接。
进一步地，所述的乘法器5包括乘法器；
所述乘法器的一个输入端与输出电压反馈电路的输出端连接，另一个输入端连接到整流后输入电压分压电路的输出端。
进一步地，所述的可变电感控制电路包括隔离放大电路、整形电路和TMS320F28-377D芯片；
所述可变电感控制电路包括隔离放大电路、整形电路和TMS320F28377D芯片；所述隔离放大电路的输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接TMS320F28377D芯片的ADC输入端，整形电路的输入端与CRM控制和驱动电路的输出端相连，输出端连接TMS320F28377D芯片的ECAP1输入端，TMS320F28377D芯片的DAC1输出端口与可变电感LbVI连接。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然能对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行同等替换，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，其特征在于，包括主功率电路和控制电路；
所述主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、可变电感LbVI、开关管Qb、二极管Db、滤波电容C和负载RLd；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与二极管整流电路RB的输入端口连接，二极管整流电路RB的输出负极为参考电位零点，二极管整流电路RB的输出正极与可变电感LbVI的一端连接，可变电感LbVI另一端分别接入开关管Qb的漏极D和二极管Db的阳极，二极管Db的阴极分别与滤波电容C的一端和负载RLd的一端连接，滤波电容C的另一端和负载RLd的另一端均连接参考电位零点，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；主功率电路中升压电感为可变电感LbVI，其电感值在半个工频周期内通过实时施加不同的偏置电流来调整电感值；在输出功率为120W，输出电压为400V的工况下，若电感在半个工频周期内分为四段，由于曲线的对称关系，第二段和第三段感值相等，即半个工频周期内需要两个电感值，则输入电压有效值90VAC时，在0～0.185π和0.815π～π电角度内控制电感值为0.929mH，在0.185π～0.815π时，控制电感值为0.767mH，此时频率变化范围为30～36.3kHz；输入电压有效值110VAC时，在0～0.19π和0.81π～π电角度内控制电感值为1.314mH，在0.19π～0.81π时，控制电感值为1.027mH，此时频率变化范围为30～38.3kHz；输入电压有效值176VAC时，在0～0.213π和0.787π～π电角度内控制电感值为2.644mH，在0.213π～0.787π时，控制电感值为1.625mH，此时频率变化范围为30～48.7kHz；输入电压有效值220VAC时，在0～0.238π和0.762π～π电角度内控制电感值为3.169mH，在0.238π～0.762π时，控制电感值为1.494mH，此时频率变化范围为30～63.5kHz；输入电压有效值264VAC时，在0～0.292π和0.708π～π电角度内控制电感值为2.498mH，在0.292π～0.708π时，控制电感值为0.645mH，此时频率变化范围为30～115.8kHz；保证了宽电压范围下，最低开关频率都为30kHz且频率变化范围大大减小；
所述的控制电路包括CRM控制和驱动电路、输出电压反馈电路、整流后输入电压分压电路、乘法器和可变电感控制电路；所述CRM控制和驱动电路的输出端与开关管Qb的门极G连接；输出电压反馈电路输入端连接主功率电路的输出电压Vo的正极，输出端连接乘法器的一个输入端；整流后输入电压分压电路的输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接乘法器的另一个输入端；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路的一个输入端；可变电感控制电路的一个输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一个输入端与CRM控制和驱动电路的输出端相连，输出端连接到主功率电路的可变电感LbVI上。
2.根据权利要求1所述的一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，其特征在于，所述的CRM控制和驱动电路包括电感Lz、第六电阻Rz、第七电阻Rt、第八电阻Rd、过零检测、RS触发器、驱动和第一运算放大器A1；
所述电感Lz的一端连接参考点电位零点，另一端连接第六电阻Rz的一端，其中电感Lz连接参考电位零点的一端与主功率电路中可变电感LbVI连接二极管整流电路RB输出正极的一端为同名端；第六电阻Rz的另一端连接过零检测的输入端，过零检测的输出端与RS触发器的S端连接；乘法器的输出端连接CRM控制和驱动电路中第一运算放大器A1的同相输入端；第七电阻Rt的一端连接参考电位零点，另一端连接开关管Qb的源极S和第一运算放大器A1的反相输入端，第一运算放大器A1的输出端与RS触发器的R端连接，RS触发器的Q端通过驱动与第八电阻Rd串联后，分别接入开关管Qb的门极G和可变电感控制电路的一个输入端。
3.根据权利要求1所述的一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，其特征在于，所述的输出电压反馈电路包括第二运算放大器A2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5和电容C1；
所述第三电阻R3的一端与主功率电路的输出电压Vo的正极连接，第三电阻R3的另一端与第四电阻R4的一端和第二运算放大器A2的反向输入端连接，第四电阻R4的另一端与参考电位零点连接，第二运算放大器A2的正向输入端与参考电压相连，输出端连接乘法器的一个输入端。
4.根据权利要求1所述的一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，其特征在于，所述的整流后输入电压分压电路包括第一电阻R1和第二电阻R2；
所述第一电阻R1的一端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，另一端与第二电阻R2的一端连接，第二电阻R2的另一端与参考点位零点连接。
5.根据权利要求1所述的一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，其特征在于，所述的乘法器包括乘法器；
所述乘法器的一个输入端与输出电压反馈电路的输出端连接，另一个输入端连接到整流后输入电压分压电路的输出端。
6.根据权利要求1所述的一种基于分段变电感的频率最优控制的CRM升压变换器，其特征在于，所述可变电感控制电路包括隔离放大电路、整形电路和TMS320F28377D芯片；所述隔离放大电路的输入端与整流后输入电压采样点Vg即二极管整流电路RB的输出正极连接，输出端连接TMS320F28377D芯片的ADC输入端，整形电路的输入端与CRM控制和驱动电路的输出端相连，输出端连接TMS320F28377D芯片的ECAP1输入端，TMS320F28377D芯片的DAC1输出端口与可变电感LbVI连接。
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