CN112217387A - 可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器 - Google Patents

可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器 Download PDF

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李家镇
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Abstract

本发明公开了可变电感的高效率高PF(功率因数)值DCM Boost PFC(电感电流断续模式升压功率因数校正)变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP(数字信号处理器)模块、隔离驱动电路和受控电流源电路；由DSP模块的ADC(模数转换)子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM(增强型脉宽调制模块)子模块输出变换器的占空比信号，驱动开关管；由DAC(数模转换)子模块输出控制可变电感所需的电压信号。本发明提高了变换器的功率因数，提高了变换器的开关周期利用率，减小了输入电流峰值，减小了开关管的导通损耗，变换器的效率得到了提升。

Description

可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别涉及可变电感的高效率高PF值DCMBoostPFC变换器。
背景技术
功率因数校正(PowerFactor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，提升电能质量。其中，DCM BoostPFC变换器因升压开关管Qb零电流开通，升压二极管Db无反向恢复，被广泛应用于中小功率场合。传统定占空比控制的DCMBoostPFC变换器开关频率恒定、控制简单，但是其开关周期内的电感电流存在断续阶段，导致电感电流峰值高，输入功率因数低，变换器效率低。姚凯在《ANovel Control SchemeofDCMBoostPFC Converter》中提出采用变占空比控制能够将变换器的PF值提高至接近于1，且变换器的电感电流峰值降低，效率提高。但是，开关周期的电感电流仍然存在断续阶段。
若能在每个开关周期中进一步提高电感电流断续阶段占一个开关周期的比例，甚至接近完全利用，则电感电流峰值进一步减小，进而电流应力降低和变换效率提高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种控制电路简单、控制效果良好、升压电感可变的高效率DCMBoostPFC变换器，并在整个90V～264VAC输入电压范围内将PF值和开关周期利用率提高至1。
实现本发明目的的技术解决方案为：可变电感的高效率高PF值DCMBoostPFC变换器，包括主功率电路和控制电路，主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、整流电路RB、LC滤波器、可变升压电感Lb、升压开关管Qb、升压二极管Db、输出电容Co和负载RLd；控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块、隔离驱动电路和受控电流源电路；
其中主功率电路分别与输入电压采样电路、输出电压采样电路、受控电流源电路和隔离驱动电路相连；输入电压采样电路与第一限幅电路相连；输出电压采样电路与第二限幅电路相连；DSP模块分别与第一限幅电路、第二限幅电路、受控源电路和隔离驱动电路相连；
由DSP模块的ADC子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM子模块输出开关管的驱动信号，由DAC子模块输出控制可变电感所需的电压信号。
进一步地，所述的输入电压源vin分别与输入电压采样电路和EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口连接，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口连接，LC滤波器的输出正端口与可变升压电感Lb的一端连接，LC滤波器的输出负端口与升压开关管Qb的源极、输出电容Co的负端及负载RLd的负端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，可变升压电感Lb的另一端与升压二极管Db的正端及升压开关管Qb的漏极连接，可变升压电感Lb的控制端与受控电流源电路相连，升压开关管Qb的栅极与隔离驱动电路相连；升压二极管Db的负端与输出电容Co的正端和负载RLd的正端相连，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；负载RLd的两端与输出电压采样电路相连。
进一步地，所述的输入电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R3与主功率电路的交流输入电压vin的一端相连，输入电压采样电路的反向输入端直接与主功率电路的交流输入电压vin的另一端相连，输入电压采样电路的输出端口C与第二限幅电路的输入端口1相连，第二限幅电路的输出端口2与DSP模块的输入端口ADCA1相连；输出电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R16与主功率电路的输出电压Vo的正端口相连，输出电压采样电路的反向输入端直接与主功率电路的输出电压Vo的负端口相连，输出电压采样电路的输出端口F与第一限幅电路的输入端口3相连，第一限幅电路的输出端口4与DSP模块的输入端口ADCA2相连；DSP模块的输出端口DACA0与受控电流源的输入端口G相连，受控电流源的输出端口d与主功率电路的可变升压电感Lb的控制端连接；DSP模块的输出端口EPWM1A与隔离驱动电路的输入端口1相连，隔离驱动电路的输出端口2与主功率电路的升压开关管Qb的栅极连接。
进一步地，所述DSP模块包含输入电压采样算法模块、输出电压采样算法模块、第一低通滤波算法模块、第二低通滤波算法模块、第一PID算法模块、第二PID算法模块、COMPA计算算法模块、EPWM波计算算法模块、理论占空比计算算法模块、可变电感计算模块、偏置电流计算模块以及电压计算模块；所述ADCA1输入的数据进入输入电压采样算法模块，其输出进入第一低通滤波算法模块；第一低通滤波算法模块的输出vin进入COMPA计算算法模块、理论占空比计算算法模块以及可变电感计算模块；ADCA2输入的数据进入输出电压采样算法模块，其输出进入第二低通滤波算法模块；第二低通滤波算法模块的输出Vo进入COMPA计算算法模块、理论占空比计算算法模块、可变电感计算模块以及第一PID算法模块；第一PID算法模块的输出vea进入COMPA计算算法模块；COMPA计算算法模块的输出vduty输入EPWM波计算算法模块，由EPWM波计算算法模块得到的输出Dy_act，其结果输出至第二PID算法模块及EPWM1A端口。理论占空比计算算法模块的输出Dy_ref进入第二PID算法模块，第二PID算法模块的输出vea_Lb输入至可变电感计算模块；可变电感计算模块的输出输入值偏置电流计算算法模块；偏置电流计算算法模块的输出输入至电压计算算法模块；电压计算算法模块的输出值输出至DACA0端口。
可变电感的DCM Boost PFC变换器的升压开关管Qb的导通时间的占空比为：
Figure BDA0002650740700000031
其中，Dy_VL为可变电感控制时升压开关管Qb导通时间的占空比，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，ω为电网角频率。
升压可变电感的变化形式为：
Figure BDA0002650740700000032
其中，Lb_VL为可变升压电感值，fs为升压开关管Qb的开关频率，Po为输出功率。
进一步地，所述输入电压采样电路包括第一霍尔电压传感器，第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第九电阻R9和第二电阻C2；所述第三电阻R3的一端与主功率电路的交流输入电压vin的一端连接，另一端与第一霍尔电压传感器1的正向输入端连接；第一霍尔电压传感器1的负向输入端与主功率电路的交流输入电压vin的另一端直接相连，第一霍尔电压传感器1的正向输出端与第七电阻R7的一端和第三运算放大器IC3的正向输入端相连，第一霍尔电压传感器1的反向输出端与第七电阻R7的另一端和参考数字电位零点连接；第三运算放大器IC3的反向输入端与其输出端直接相连，第三运算放大器IC3的输出端与第九电阻R9的一端连接；第九电阻R9的另一端与第二运算放大器IC2反向输入端和第六电阻R6一端连接；第二运算放大器IC2的正向输入端与第五电阻R5一端和第八电阻R8一端连接，第二运算放大器IC2的输出端与第六电阻R6另一端和第四电阻R4的一端连接；第八电阻R8另一端与5V电平连接；第五电阻R5的另一端与参考数字电位零点和第二电容C2一端连接；第二电容C2的另一端与第四电阻R4的C端连接；输入电压采样电路的输出端C端与第二限幅电路相连。
进一步地，所述输出电压采样电路包括第二霍尔电压传感器，第四运算放大器IC4、第五运算放大器IC5、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16和第三电阻C3；所述第十六电阻R16的一端与主功率电路的输出电压Vo的正端连接，另一端与第二霍尔电压传感器2的正向输入端连接；第二霍尔电压传感器2的负向输入端与主功率电路的输出电压Vo的负端相连，第二霍尔电压传感器2的正向输出端与第十五电阻R15的一端和第五运算放大器IC5的正向输入端相连，第二霍尔电压传感器2的反向输出端与第十五电阻R15的另一端和参考数字电位零点连接；第五运算放大器IC5的反向输入端与其输出端直接相连，第五运算放大器IC5的输出端与第十一电阻R11的一端连接；第十一电阻R11的另一端与第四运算放大器IC4反向输入端和第十三电阻R13一端连接；第四运算放大器IC4的正向输入端与第十电阻R10一端和第十二电阻R12一端连接，第四运算放大器IC4的输出端与第十三电阻R13另一端和第十四电阻R14的一端连接；第十电阻R10另一端与5V电平连接；第十二电阻R12的另一端与参考数字电位零点和第三电容C3一端连接；第三电容C3的另一端与第十四电阻R14的F端连接；输出电压采样电路的输出端F端与第一限幅电路相连。
进一步地，所述第一限幅电路和第二限幅电路选用BAV99等型号开关二极管；第一限幅电路与DSP模块的ADCA2端口相连；第二限幅电路与DSP模块的ADCA1端口相连。
进一步地，所述受控电流源电路包括第一运算放大器IC1、第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1和MOS管；所述第一运算放大器IC1的正向输入端G与DSP模块的DACA0端口和第一电容的一端连接，第一运算放大器IC1的反向输入端与第一MOS管的s端连接，第一运算放大器IC1的输出端与第一电容C1的另一端和第一电阻R1的一端连接；第一电阻R1的另一端与MOS管的g端连接；MOS管的d端为受控电流源的输出端，MOS管的s端与第二电阻R2的一端连接；第二电阻R2的另一端与参考数字电位零点连接；受控电流源输出端d端与主功率电路的升压开关管Qb的栅极相连。
进一步地，所述隔离驱动电路可选用TLP250等型号的驱动芯片，DSP模块可使用DSP28335或DSP28377等MCU芯片；隔离驱动电路与DSP模块的EPWM1A端口相连。
进一步地，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3、第四运算放大器IC4和第五运算放大器IC5中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
1.与定导通时间控制的DCM Boost PFC相比，本发明提高了变换器的功率因数；
2.与变导通时间控制的DCM BoostPFC相比，本发明提高了变换器的开关周期利用率，变换器的效率得到了提升；
3.本发明减小了变换器的输入电流峰值，减小了开关管的导通损耗，减小了输出电压纹波。
附图说明
图1是本发明实施例中DCMBoost PFC变换器主电路示意图。
图2是本发明实施例中一个开关周期内DCMBoost PFC变换器的电感电流、开关管波形图。
图3是本发明实施例中传统定占空比控制时半个工频周期内电感电流的示意图。
图4是本发明实施例中在不同控制下变换器的PF值变化图。
图5是本发明实施例中变换器在不同控制下的开关周期利用率变化图。
图6是本发明实施例中可变电感的变化形式及电感值变化图。
图7是本发明实施例中可变电感的基本模型图。
图8是本发明实施例中可变电感Lb_VL的电感值随偏置电流ibias变化曲线图。
图9是本发明实施例中可变电感的DCMBoost PFC变换器主电路及控制电路图。
图10是本发明实施例中可变电感的DCMBoost PFC变换器的控制算法流程图。
图11是本发明实施例中变换器在不同控制下半个工频内的电感电流峰值包络图。
图12是本发明实施例中变换器在不同控制下的输入、输出功率标幺值变化图。
图13是本发明实施例中变换器在不同控制下的输出电压纹波变化曲线图。
上述图中的主要符号名称：vin、电源电压。iin、输入电流。RB、整流桥。vg、LC滤波器后的输入电压。iLb、升压电感电流。Lb、升压电感。Qb、升压开关管。Db、升压二极管。Co、输出电容。RLd、负载。Vo、输出电压。vgs、升压开关管的驱动信号。iLb_pk、升压电感电流峰值。iLb、升压电感电流波形。Dy、升压开关管的导通时间的占空比。DR、电感电流下降段时间的占空比。Ts、升压开关管的开关周期。iLb_avg、升压电感电流平均值。Tline、输入电压的周期。PF、变换器功率因数。Vrms、输入电压有效值。ω、输入电压角频率。Lb_VL、可变电感。Vm、输入电压幅值。l1，l3，lg、辅助绕组、主绕组和气隙有效磁路长度；A1，A3、辅助磁芯和主磁芯的有效截面积；Φbias、偏置绕组电流对应磁通。ΦLb、主绕组电流对应磁通。NL、NC、主电感绕组和辅助绕组。μ0、μ1、μ3、主绕空气气隙、主绕组和辅助绕组的有效磁导率。ibias、偏置绕组电流。vea、输出电压反馈控制的误差电压信号。Dy_ref、变换器理论占空比。Dy_act、变换器实际占空比。vea_Lb、可变电感控制误差信号。vduty、变换器调制波信号。
Figure BDA0002650740700000061
变换器的瞬时输入功率标幺值。
Figure BDA0002650740700000062
定占空比控制变换器的瞬时输入功率标幺值。
Figure BDA0002650740700000063
变占空比控制和可变电感控制变换器的瞬时输入功率标幺值。ωt1、定占空比控制下的瞬时输入功率标幺值与基准值的交点的电角度。ωt2、变占空比控制和可变电感控制下的瞬时输入功率标幺值与基准值的交点的电角度。ΔVo_CDC、定占空比控制下的输出电压纹波值。ΔVo_VDC/VL、变占空比控制和可变电感控制下的输出电压纹波值。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。
1DCM BoostPFC变换器
1.1变导通时间控制DCM Boost PFC变换器的工作原理
图1是DCM Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想元件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图2给出了变换器一个开关周期内的电感电流波形。当升压开关管Qb导通时，升压二极管Db截止，升压电感Lb两端的电压为LC滤波器后电压vg，其电流iLb由零开始以vg/Lb的斜率线性上升，负载RLd由输出电容Co供电。当Qb截止时，Db导通，iLb通过Db续流，Lb两端的电压为vg-Vo，iLb以(vg-Vo)/Lb的斜率下降。iLb下降至零后，负载RLd由输出电容Co供电，在下一个开关周期到来之前，iLb保持为零。
不失一般性，定义输入交流电压vin的表达式为：
vin＝Vm sinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率。
则输入电压整流、经LC滤波器后的电压vg为：
vg＝Vm|sinωt| (2)
通过对变换器工作模态的分析，可得到升压电感电流峰值iLb_pk、升压电感电流平均值iLb_avg及输入电流iin的表达式：
Figure BDA0002650740700000071
Figure BDA0002650740700000072
Figure BDA0002650740700000073
其中Dy表示升压开关管Qb导通时间对应的占空比，Ts表示变换器的开关周期，DR表示升压开关管Qb关断时电感电流iLb下降时间对应的占空比。
每个开关周期内，升压电感Lb两端满足伏秒面积平衡，则DR及iin的表达式如下：
Figure BDA0002650740700000074
Figure BDA0002650740700000075
其中，fs为变换器的开关频率，且fs＝1/Ts。
若变换器采用定占空比控制，结合功率平衡及式(7)：
Figure BDA0002650740700000076
Figure BDA0002650740700000077
Figure BDA0002650740700000078
上式中，Pin_CDC为变换器定空比控制时输入功率，Po为变换器输出功率，iin_CDC为定占空比控制时的输入电流，Dy_CDC为变换器的定占空比，Lb_CDC为定占空比的电感值，PFCDC为定占空比控制时的PF值。
由式(7)可知，传统定占空比控制的DCM Boost PFC变换器的输入电流非正弦，如图3所示，变换器PF值较低。由式(10)可绘制传统定占空比控制下变换器的功率因数，如图4所示。由图可知，变换器的功率因数随Vm的增大不断降低。当输入电压为264VAC、输出电压为400V时，PF值只有0.865。
为了将DCM Boost PFC变换器的理论PF值提升至1，结合式(7)，若令：
Figure BDA0002650740700000081
其中，Dy_CDC为变换器的变占空比。则变占空比控制时变换器的输入电流iin_VDC表达式为：
Figure BDA0002650740700000082
其中k为常数，与DCM Boost PFC变换器的输入电压Vm、输出电压Vo、输出功率Po和变占空比控制时的升压电感值Lb_VDC等参数有关。
结合功率平衡及式(12)：
Figure BDA0002650740700000083
Figure BDA0002650740700000084
Figure BDA0002650740700000085
其中，Pin_VDC为变占空比控制时的变换器输入功率。
由式(15)可知，若DCM Boost PFC变换器的占空比按式(11)变化，则输入电流为正弦波，并且与输入电压同相位，变换器的理论PF值为1，如图4所示。
2实现高开关周期利用率的控制策略
2.1可变电感以提升开关周期利用率
传统定占空比控制和变占空比控制DCM Boost PFC变换器的电感电流仍为断续的。变换器在电感电流断续阶段不进行能量传输，为保持恒定输出功率，电感电流峰值增大，进而导致变换器效率降低。将变换器能量传输的时间(电感电路上升时间和下降时间之和)占整个开关周期的比例定义为开关周期利用率β：
β＝Dy+DR (16)
根据式(6)和式(9)、式(11)和式(14)，可以得到传统定占空比控制和变占空比控制下变换器的开关周期利用率βCDC和βVDC如下：
Figure BDA0002650740700000091
Figure BDA0002650740700000092
根据式(17)及式(18)可知，上述两种控制下的变换器开关周期利用率始终小于1，如图5所示，DCM Boost PFC变换器的效率仍然有提升的空间。
由式(18)可知，若可变电感Lb_VL能够在半个工频周期内按下式(19)变化：
Figure BDA0002650740700000093
则变换器的开关周期利用率βVL、占空比Dy_VL以及输入电流iin_VL的表达式如下：
βVL＝1 (20)
Figure BDA0002650740700000094
Figure BDA0002650740700000095
根据式(19)，图6刻画了在宽电压范围90V～264VAC，可变电感的变化形式及对应的电感值。从图6中可以看出输入电压有效值90VAC时，控制电感在0.222mH-0.322mH范围内按一定规律变化；输入电压有效值110VAC时，控制电感在0.308mH-0.504mH范围内按一定规律变化；输入电压有效值176VAC时，控制电感在0.488mH-1.291mH范围内按一定规律变化；输入电压有效值220VAC时，控制电感在0.448mH-2.017mH范围内按一定规律变化；输入电压有效值264VAC时，控制电感在0.193mH-2.904mH范围内按一定规律变化，就能够保证宽电压范围下的开关周期利用率恒定为1。新的控制既保持了变占空比控制能实现单位功率因数的优点，又通过变电感技术实现了开关周期利用率的恒定，降低了电感电流峰值，提升了变换器的整体性能。
可变电感的基本模型如图7所示，由两个侧边的辅助绕组和中间的主绕组构成，通过控制流过辅助绕组NC的偏置电流ibias的大小，可以改变主磁芯电感Lb的大小，在本发明中，使用双E型磁芯，如图7所示。主电感绕组NL缠绕在带有气隙的中间磁芯上，辅助绕组绕NC在两侧磁芯上,两辅助绕组串联连接，以消除由主电感电流iLb波动引起的感应电压。当无偏置电流时，主绕组维持初始电感值，与正常电感相同；当有偏置电流ibias流过NC时，沿着双E型磁芯的外部路径就会产生偏置磁通Φbias，随着Φbias增加，外部路径磁芯在B-H曲线上的工作点由线性区推向非线性饱和区域,该路径磁芯的磁导率降低，这时，当主绕组通电时，会产生主磁通ΦLb，由于主磁通ΦLb流过中间磁芯和外部路径，主电感也受到偏置电流的影响。综上，ibias降低了外部路径磁芯上的有效磁导率，导致主电感Lb_VL降低。
根据图8可变电感基本模型可推导出其主电感计算公式为：
Figure BDA0002650740700000101
式中，l1，l3，lg分别是辅助绕组、主绕组和气隙有效磁路长度；A1，A3是辅助磁芯和主磁芯的有效截面积；n3是主绕组的匝数；μ0是空气磁导率；μ3和μvar分别是主绕组和辅助绕组的有效磁导率。
通过式(23)可以知，变电感实质是通过偏置电流改变μvar，即和辅助绕组的有效磁导率。在仿真软件LTSPICE中搭建出可变电感的模型，绘制出可变电感Lb_VL的电感值随偏置电流ibias变化曲线如图8所示。
2.2控制电路
对于可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，连续可变电感是为了实现半个工频周期内开关周期利用率为1。因此，可以将由实际占空比运算得到实际开关周期利用率与目标值相比并作误差调节，将得到的可变电感调节误差信号与输入电压及输出电压等一起送入可变电感计算模块。根据图8所得的偏置电流与所需电感值的关系，即可计算出达到相应电感值所需的偏置电流，进而由恒流源模块生成通过可变电感偏置绕组的直流电流。
根据式(19)和式(21)，可以设计出如图9所示的控制电路图和如图10所示的算法流程图。将ADCA1采集到的输入电压信号和ADCA2采集到的输出电压信号输入到DSP模块中，输入电压信号经过输入电压采样算法模块和第一低通滤波算法模块得到输入电压vin的值；输出电压信号经过输出电压采样算法模块和第二低通滤波算法模块得到输出电压Vo的值，经过第一PID算法模块得到电压闭环的误差信号vea，将误差信号vea和输入电压vin直接用于COMPA算法模块的计算；将由COMPA算法模块得到的COMPA输入至EPWM波计算算法模块中，由EPWM波计算算法模块最终得到EPWMA，从而控制DCM Boost PFC变换器的占空比按式(21)形式变化。
利用输入电压vin和输出电压Vo可以计算出变换器的理论占空比Dy_ref，将理论占空比Dy_ref与EPWM波计算算法模块输出的Dy_act经过第二PID算法模块得到可变电感调节误差信号vea_Lb，该信号与输入电压vin、输出电压Vo共同用于可变电感计算模块，可变电感计算模块的计算之输入值偏置电流计算算法模块；偏置电流计算算法模块的输出输入至电压计算算法模块；电压计算算法模块的输出值输出至DACA0端口。从而控制DCM Boost PFC变换器的可变电感值按式(19)形式变化。
结合图9和图10，可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、整流电路RB、LC滤波器、可变升压电感Lb、升压开关管Qb、升压二极管Db、输出电容Co和负载RLd；控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块、隔离驱动电路和受控电流源电路；
其中主功率电路分别与输入电压采样电路、输出电压采样电路、受控电流源电路和隔离驱动电路相连；输入电压采样电路与第一限幅电路相连；输出电压采样电路与第二限幅电路相连；DSP模块分别与第一限幅电路、第二限幅电路、受控源电路和隔离驱动电路相连；
由DSP模块的ADC子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM子模块输出开关管的驱动信号，由DAC子模块输出控制可变电感所需的电压信号。
进一步地，所述的输入电压源vin分别与输入电压采样电路和EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口连接，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口连接，LC滤波器的输出正端口与可变升压电感Lb的一端连接，LC滤波器的输出负端口与升压开关管Qb的源极、输出电容Co的负端及负载RLd的负端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，可变升压电感Lb的另一端与升压二极管Db的正端及升压开关管Qb的漏极连接，可变升压电感Lb的控制端与受控电流源电路相连，升压开关管Qb的栅极与隔离驱动电路相连；升压二极管Db的负端与输出电容Co的正端和负载RLd的正端相连，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；负载RLd的两端与输出电压采样电路相连。
进一步地，所述的输入电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R3与主功率电路的交流输入电压vin的一端相连，输入电压采样电路的反向输入端直接与主功率电路的交流输入电压vin的另一端相连，输入电压采样电路的输出端口C与第二限幅电路的输入端口1相连，第二限幅电路的输出端口2与DSP模块的输入端口ADCA1相连；输出电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R16与主功率电路的输出电压Vo的正端口相连，输出电压采样电路的反向输入端直接与主功率电路的输出电压Vo的负端口相连，输出电压采样电路的输出端口F与第一限幅电路的输入端口3相连，第一限幅电路的输出端口4与DSP模块的输入端口ADCA2相连；DSP模块的输出端口DACA0与受控电流源的输入端口G相连，受控电流源的输出端口d与主功率电路的可变升压电感Lb的控制端连接；DSP模块的输出端口EPWM1A与隔离驱动电路的输入端口1相连，隔离驱动电路的输出端口2与主功率电路的升压开关管Qb的栅极连接。
进一步地，所述DSP模块包含输入电压采样算法模块、输出电压采样算法模块、第一低通滤波算法模块、第二低通滤波算法模块、第一PID算法模块、第二PID算法模块、COMPA计算算法模块、EPWM波计算算法模块、理论占空比计算算法模块、可变电感计算模块、偏置电流计算模块以及电压计算模块；所述ADCA1输入的数据进入输入电压采样算法模块，其输出进入第一低通滤波算法模块；第一低通滤波算法模块的输出vin进入COMPA计算算法模块、理论占空比计算算法模块以及可变电感计算模块；ADCA2输入的数据进入输出电压采样算法模块，其输出进入第二低通滤波算法模块；第二低通滤波算法模块的输出Vo进入COMPA计算算法模块、理论占空比计算算法模块、可变电感计算模块以及第一PID算法模块；第一PID算法模块的输出vea进入COMPA计算算法模块；COMPA计算算法模块的输出vduty输入EPWM波计算算法模块，由EPWM波计算算法模块得到的输出Dy_act，其结果输出至第二PID算法模块及EPWM1A端口。理论占空比计算算法模块的输出Dy_ref进入第二PID算法模块，第二PID算法模块的输出vea_Lb输入至可变电感计算模块；可变电感计算模块的输出输入值偏置电流计算算法模块；偏置电流计算算法模块的输出输入至电压计算算法模块；电压计算算法模块的输出值输出至DACA0端口。
可变电感的DCM Boost PFC变换器的升压开关管Qb的导通时间的占空比为：
Figure BDA0002650740700000131
其中，Dy_VL为可变电感控制时升压开关管Qb导通时间的占空比，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，ω为电网角频率。
升压可变电感的变化形式为：
Figure BDA0002650740700000132
其中，Lb_VL为可变升压电感值，fs为升压开关管Qb的开关频率，Po为输出功率。
进一步地，所述输入电压采样电路包括第一霍尔电压传感器，第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第九电阻R9和第二电阻C2；所述第三电阻R3的一端与主功率电路的交流输入电压vin的一端连接，另一端与第一霍尔电压传感器1的正向输入端连接；第一霍尔电压传感器1的负向输入端与主功率电路的交流输入电压vin的另一端直接相连，第一霍尔电压传感器1的正向输出端与第七电阻R7的一端和第三运算放大器IC3的正向输入端相连，第一霍尔电压传感器1的反向输出端与第七电阻R7的另一端和参考数字电位零点连接；第三运算放大器IC3的反向输入端与其输出端直接相连，第三运算放大器IC3的输出端与第九电阻R9的一端连接；第九电阻R9的另一端与第二运算放大器IC2反向输入端和第六电阻R6一端连接；第二运算放大器IC2的正向输入端与第五电阻R5一端和第八电阻R8一端连接，第二运算放大器IC2的输出端与第六电阻R6另一端和第四电阻R4的一端连接；第八电阻R8另一端与5V电平连接；第五电阻R5的另一端与参考数字电位零点和第二电容C2一端连接；第二电容C2的另一端与第四电阻R4的C端连接；输入电压采样电路的输出端C端与第二限幅电路相连。
进一步地，所述输出电压采样电路包括第二霍尔电压传感器，第四运算放大器IC4、第五运算放大器IC5、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16和第三电阻C3；所述第十六电阻R16的一端与主功率电路的输出电压Vo的正端连接，另一端与第二霍尔电压传感器2的正向输入端连接；第二霍尔电压传感器2的负向输入端与主功率电路的输出电压Vo的负端相连，第二霍尔电压传感器2的正向输出端与第十五电阻R15的一端和第五运算放大器IC5的正向输入端相连，第二霍尔电压传感器2的反向输出端与第十五电阻R15的另一端和参考数字电位零点连接；第五运算放大器IC5的反向输入端与其输出端直接相连，第五运算放大器IC5的输出端与第十一电阻R11的一端连接；第十一电阻R11的另一端与第四运算放大器IC4反向输入端和第十三电阻R13一端连接；第四运算放大器IC4的正向输入端与第十电阻R10一端和第十二电阻R12一端连接，第四运算放大器IC4的输出端与第十三电阻R13另一端和第十四电阻R14的一端连接；第十电阻R10另一端与5V电平连接；第十二电阻R12的另一端与参考数字电位零点和第三电容C3一端连接；第三电容C3的另一端与第十四电阻R14的F端连接；输出电压采样电路的输出端F端与第一限幅电路相连。
进一步地，所述第一限幅电路和第二限幅电路选用BAV99等型号开关二极管；第一限幅电路与DSP模块的ADCA2端口相连；第二限幅电路与DSP模块的ADCA1端口相连。
进一步地，所述受控电流源电路包括第一运算放大器IC1、第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1和MOS管；所述第一运算放大器IC1的正向输入端G与DSP模块的DACA0端口和第一电容的一端连接，第一运算放大器IC1的反向输入端与第一MOS管的s端连接，第一运算放大器IC1的输出端与第一电容C1的另一端和第一电阻R1的一端连接；第一电阻R1的另一端与MOS管的g端连接；MOS管的d端为受控电流源的输出端，MOS管的s端与第二电阻R2的一端连接；第二电阻R2的另一端与参考数字电位零点连接；受控电流源输出端d端与主功率电路的升压开关管Qb的栅极相连。
进一步地，所述隔离驱动电路可选用TLP250等型号的驱动芯片，DSP模块可使用DSP28335或DSP28377等MCU芯片；隔离驱动电路与DSP模块的EPWM1A端口相连。
进一步地，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3、第四运算放大器IC4和第五运算放大器IC5中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。
3 新型控制的优点
3.1 功率因数的提高
根据式(7)、式(10)、式(15)及式(22)，可以绘制可变电感的DCM Boost PFC变换器在传统定占空比控制、变占空比控制以及变电感控制下的PF曲线，如图4所示。从图中可以看出，变电感控制下的变换器在90V～264VAC宽输入电压范围内，理论PF值为1，高电压输入时，PF值相比传统定占空比控制方式有大幅度提高，PF值提升效果明显。
3.2开关周期利用率提高
根据变换器的设计参数：输入电压vin：90V～264VAC；输出电压Vo：400V；输出功率Po：120W；变换器的开关频率fs：100kHz；变换器的输出电容Co:220μF；可以分别计算出传统定占空比控制和变占空比控制下变换器的临界感值Lb_CDC：80μH和Lb_VDC：180μH。
据式(17)、和式(18)及式(20)，结合变换器的参数，不同控制下DCM Boost PFC变换器的开关周期利用率在半个工频周期内的变化曲线，如图6所示。从图中6可以看出：1)开关周期利用工频周期内实现恒定，不再是随ωt变化的函数，成功将工频周期内的开关周期利用率提升至1。2)采用可变电感控制的DCM Boost PFC变换器的开关周期利用率较传统定占空比控制和变占空比控制有明显提高。
3.3电感电流峰值降低
根据式(3)、式(9)、式(11)、式(14)及式(21)，可以得到传统定占空比控制、变导通时间控制以及可变电感控制下的DCM Boost PFC变换器的电感电流峰值iLb_pk_CDC、iLb_pk_VDC和iLb_pk_VL：
Figure BDA0002650740700000151
Figure BDA0002650740700000152
Figure BDA0002650740700000153
根据上式可以绘制三种控制下DCM Boost PFC变换器电感电流峰值包络幅值随输入电压有效值的变化情况，如图11所示。由图11可知，可变电感控制下的DCM Boost PFC变换器的电感电流峰值较其他两种控制小，进而导致器件的电流应力下降，变换器的损耗降低，变换器效率提升。
3.4输出电压纹波的减小
采用定占空比控制时，由式(1)、式(7)和式(9)可得变换器的瞬时输入功率标幺值
Figure BDA0002650740700000161
(基准值为输出功率)为：
Figure BDA0002650740700000162
采用变占空比控制和可变电感控制，变换器的输入电流均为正弦形式。由式(1)、式(15)和式(22)可得变换器的瞬时输入功率标幺值
Figure BDA0002650740700000163
(基准值为输出功率)均为：
Figure BDA0002650740700000164
由式(27)和式(28)可以画出三种不同控制方式下的瞬时输入功率标幺值在半个工频周期内的变化曲线，如图12所示。
当
Figure BDA0002650740700000165
时，储能电容Co充电；当
Figure BDA0002650740700000166
时，Co放电。则两种控制方式下，输出电容Co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值(基准值为半个工频周期内的输出能量)分别为：
Figure BDA0002650740700000167
Figure BDA0002650740700000168
根据电容储能的计算公式，
Figure BDA0002650740700000169
和
Figure BDA00026507407000001610
可表示为：
Figure BDA00026507407000001611
Figure BDA00026507407000001612
其中ΔVo_CDC和ΔVo_VDC/VL分别为定占空比和变占空比(可变电感控制)输出电压纹波值。
由式(30a)和式(30b)可得输出电压纹波分别为：
Figure BDA00026507407000001613
Figure BDA0002650740700000171
由式(31)可绘制出图13，从图中可以看出，采用可变电感控制后，当输入电压为90VAC时，输出电压纹波减小为原来的93.9％，当输入电压为110VAC时，输出电压纹波减小为原来的91.4％，当输入电压为220VAC时，输出电压纹波减小为原来的75.5％，当输入电压为264VAC时，输出电压纹波减小为原来的65.3％。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然能对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行同等替换，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.本发明公开了可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，主功率电路包括输入电压源vin、EMI滤波器、整流电路RB、LC滤波器、可变升压电感Lb、升压开关管Qb、升压二极管Db、输出电容Co和负载RLd；控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块、隔离驱动电路和受控电流源电路；
其中主功率电路分别与输入电压采样电路、输出电压采样电路、受控电流源电路和隔离驱动电路相连；输入电压采样电路与第一限幅电路相连；输出电压采样电路与第二限幅电路相连；DSP模块分别与第一限幅电路、第二限幅电路、受控源电路和隔离驱动电路相连；
由DSP模块的ADC子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM子模块输出开关管的驱动信号，由DAC子模块输出控制可变电感所需的电压信号。
2.根据权利要求1所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的输入电压源vin分别与输入电压采样电路和EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口连接，整流桥RB的输出负端口与LC滤波器的输入负端口连接，LC滤波器的输出正端口与可变升压电感Lb的一端连接，LC滤波器的输出负端口与升压开关管Qb的源极、输出电容Co的负端及负载RLd的负端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，可变升压电感Lb的另一端与升压二极管Db的正端及升压开关管Qb的漏极连接，可变升压电感Lb的控制端与受控电流源电路相连，升压开关管Qb的栅极与隔离驱动电路相连；升压二极管Db的负端与输出电容Co的正端和负载RLd的正端相连，负载RLd两端的电压为输出电压Vo；负载RLd的两端与输出电压采样电路相连。
3.根据权利要求1所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述的输入电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R3与主功率电路的交流输入电压vin的一端相连，输入电压采样电路的反向输入端直接与主功率电路的交流输入电压vin的另一端相连，输入电压采样电路的输出端口C与第二限幅电路的输入端口1相连，第二限幅电路的输出端口2与DSP模块的输入端口ADCA1相连；输出电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R16与主功率电路的输出电压Vo的正端口相连，输出电压采样电路的反向输入端直接与主功率电路的输出电压Vo的负端口相连，输出电压采样电路的输出端口F与第一限幅电路的输入端口3相连，第一限幅电路的输出端口4与DSP模块的输入端口ADCA2相连；DSP模块的输出端口DACA0与受控电流源的输入端口G相连，受控电流源的输出端口d与主功率电路的可变升压电感Lb的控制端连接；DSP模块的输出端口EPWM1A与隔离驱动电路的输入端口1相连，隔离驱动电路的输出端口2与主功率电路的升压开关管Qb的栅极连接。
4.根据权利要求1所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述DSP模块包含输入电压采样算法模块、输出电压采样算法模块、第一低通滤波算法模块、第二低通滤波算法模块、第一PID(比例、积分、微分环节)算法模块、第二PID算法模块、COMPA(调制波)计算算法模块、EPWM波计算算法模块、理论占空比计算算法模块、可变电感计算模块、偏置电流计算模块以及电压计算模块；所述ADCA1输入的数据进入输入电压采样算法模块，其输出进入第一低通滤波算法模块；第一低通滤波算法模块的输出vin进入COMPA计算算法模块、理论占空比计算算法模块以及可变电感计算模块；ADCA2输入的数据进入输出电压采样算法模块，其输出进入第二低通滤波算法模块；第二低通滤波算法模块的输出Vo进入COMPA计算算法模块、理论占空比计算算法模块、可变电感计算模块以及第一PID算法模块；第一PID算法模块的输出vea进入COMPA计算算法模块；COMPA计算算法模块的输出vduty输入EPWM波计算算法模块，由EPWM波计算算法模块得到的输出Dy_act，其结果输出至第二PID算法模块及EPWM1A端口。理论占空比计算算法模块的输出Dy_ref进入第二PID算法模块，第二PID算法模块的输出vea_Lb输入至可变电感计算模块；可变电感计算模块的输出输入值偏置电流计算算法模块；偏置电流计算算法模块的输出输入至电压计算算法模块；电压计算算法模块的输出值输出至DACA0端口。
所述可变电感的DCM Boost PFC变换器的升压开关管Qb的导通时间的占空比为：
Figure FDA0002650740690000021
其中，Dy_VL为可变电感控制时升压开关管Qb导通时间的占空比，Vm为输入电压幅值，Vo为输出电压，ω为电网角频率。
所述的升压可变电感的变化形式为：
Figure FDA0002650740690000022
其中，Lb_VL为可变升压电感值，fs为升压开关管Qb的开关频率，Po为输出功率。
5.根据权利要求3所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述输入电压采样电路包括第一霍尔电压传感器，第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8和第九电阻R9和第二电阻C2；所述第三电阻R3的一端与主功率电路的交流输入电压vin的一端连接，另一端与第一霍尔电压传感器1的正向输入端连接；第一霍尔电压传感器1的负向输入端与主功率电路的交流输入电压vin的另一端直接相连，第一霍尔电压传感器1的正向输出端与第七电阻R7的一端和第三运算放大器IC3的正向输入端相连，第一霍尔电压传感器1的反向输出端与第七电阻R7的另一端和参考数字电位零点连接；第三运算放大器IC3的反向输入端与其输出端直接相连，第三运算放大器IC3的输出端与第九电阻R9的一端连接；第九电阻R9的另一端与第二运算放大器IC2反向输入端和第六电阻R6一端连接；第二运算放大器IC2的正向输入端与第五电阻R5一端和第八电阻R8一端连接，第二运算放大器IC2的输出端与第六电阻R6另一端和第四电阻R4的一端连接；第八电阻R8另一端与5V电平连接；第五电阻R5的另一端与参考数字电位零点和第二电容C2一端连接；第二电容C2的另一端与第四电阻R4的C端连接；输入电压采样电路的输出端C端与第二限幅电路相连。
6.根据权利要求3所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述输出电压采样电路包括第二霍尔电压传感器，第四运算放大器IC4、第五运算放大器IC5、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13、第十四电阻R14、第十五电阻R15、第十六电阻R16和第三电阻C3；所述第十六电阻R16的一端与主功率电路的输出电压Vo的正端连接，另一端与第二霍尔电压传感器2的正向输入端连接；第二霍尔电压传感器2的负向输入端与主功率电路的输出电压Vo的负端相连，第二霍尔电压传感器2的正向输出端与第十五电阻R15的一端和第五运算放大器IC5的正向输入端相连，第二霍尔电压传感器2的反向输出端与第十五电阻R15的另一端和参考数字电位零点连接；第五运算放大器IC5的反向输入端与其输出端直接相连，第五运算放大器IC5的输出端与第十一电阻R11的一端连接；第十一电阻R11的另一端与第四运算放大器IC4反向输入端和第十三电阻R13一端连接；第四运算放大器IC4的正向输入端与第十电阻R10一端和第十二电阻R12一端连接，第四运算放大器IC4的输出端与第十三电阻R13另一端和第十四电阻R14的一端连接；第十电阻R10另一端与5V电平连接；第十二电阻R12的另一端与参考数字电位零点和第三电容C3一端连接；第三电容C3的另一端与第十四电阻R14的F端连接；输出电压采样电路的输出端F端与第一限幅电路相连。
7.根据权利要求3所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述第一限幅电路和第二限幅电路选用BAV99等型号开关二极管；第一限幅电路与DSP模块的ADCA2端口相连；第二限幅电路与DSP模块的ADCA1端口相连。
8.根据权利要求3所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述受控电流源电路包括第一运算放大器IC1、第一电阻R1、第二电阻R2、第一电容C1和MOS管；所述第一运算放大器IC1的正向输入端G与DSP模块的DACA0端口和第一电容的一端连接，第一运算放大器IC1的反向输入端与第一MOS管的s端连接，第一运算放大器IC1的输出端与第一电容C1的另一端和第一电阻R1的一端连接；第一电阻R1的另一端与MOS管的g端连接；MOS管的d端为受控电流源的输出端，MOS管的s端与第二电阻R2的一端连接；第二电阻R2的另一端与参考数字电位零点连接；受控电流源输出端d端与主功率电路的升压开关管Qb的栅极相连。
9.根据权利要求3所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述隔离驱动电路可选用TLP250等型号的驱动芯片，DSP模块可使用DSP28335或DSP28377等MCU芯片；隔离驱动电路与DSP模块的EPWM1A端口相连。
10.根据权利要求3所述的可变电感的高效率高PF值DCM Boost PFC变换器，其特征在于，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3、第四运算放大器IC4和第五运算放大器IC5中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。
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