CN112104240A - 晶闸管控制 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及晶闸管控制。整流桥具有在整流桥电路的第一整流输出端子与整流桥电路的第二整流输出端子之间与整流元件串联耦合的晶闸管。二极管与DC电压源在晶闸管的栅极与第二整流输出端子之间串联耦合。

Description

晶闸管控制
相关申请的交叉引用
本申请要求于2019年6月17日提交的法国专利申请号1906487的优先权，其内容在法律允许的最大范围内通过引用以其整体并入本文。
技术领域
本公开通常涉及电子电路，并且更特别地涉及被配置为耦合到AC电压源(诸如电力分配***)的电路。本公开更特别地应用于功率转换器的整流桥的晶闸管的控制。
背景技术
许多应用使用功率转换器，例如，将从电力分配***采样的能量转换成可由电气或电子电路使用的电压。这样的转换器最经常执行市电的AC电压的整流，这可以与在向负载供应DC电压之前的功率因数的校正相关联。负载本身经常是开关模式电源类型的DC/DC或DC/AC转换电路。
越来越经常使用可控桥或混合桥，一旦转换器处于稳定状态，该可控桥或混合桥就使能旁路用于启动的浪涌电流限制电阻器。
整流桥中开关(通常为晶闸管)的存在，对于上半桥，常规地要求辅助电源来控制晶闸管。由于不同的参考电压，除了功率因数校正电路已经需要的电压外，这还要求生成辅助电源电压。这增加了转换器的体积和成本。
需要克服常规混合桥或可控桥的缺点中的全部或部分缺点。
发明内容
实施例提供了一种电路，包括：整流桥，其具有至少一个第一晶闸管，该第一晶闸管与第一整流元件在桥的第一端子与第二整流输出端子之间串联；以及至少一个二极管，该二极管与DC电压源在晶闸管的栅极与所述第二端子之间串联。
根据一个实施例，电路还包括耦合在所述输出端子之间的开关。
实施例提供了一种控制如上所述的电路的方法，该方法包括以AC电压的半波的速率导通开关的步骤。
根据一个实施例，在施加到整流桥的输入的AC电压的过零的附近，开关被导通。
根据一个实施例，当AC电压下降到比由所述源递送的DC电压大的值以下时，开关的导通被触发。
根据一个实施例，在相对于AC电压下降到比由所述源递送的DC电压大的值以下的时间具有延迟的情况下，开关的导通被触发。
根据一个实施例，第一电阻器将所述二极管的阴极耦合到所述第一晶闸管的栅极。
根据一个实施例，在所述输出端子之间与第二整流元件串联的整流桥的第二晶闸管使其栅极经由第二电阻器耦合到所述二极管。
根据一个实施例，功率因数校正电路耦合到所述输出端子。
根据一个实施例，电容器耦合桥的所述输出端子。
根据一个实施例，浪涌电流限制电阻器能够被所述(多个)晶闸管旁路。
根据一个实施例，AC电容器耦合整流桥的两个输入端子。
根据一个实施例，当AC电压的断开被检测到时，能够经由至少开关对AC电容器进行放电的放电电路被导通。
实施例提供了一种功率转换器，其包括诸如所描述的电路。
根据一个实施例，转换器还包括功率因数校正电路。
附图说明
在以下通过图示而非限制的方式给出的对特定实施例的描述中，将参考附图对前述特征和优点以及其他特征和优点进行详细描述，其中：
图1示出了功率转换器；
图2示出了功率转换器的实施例；
图3示出了功率转换器的另一实施例；
图4详细示出了图3的转换器的功率因数校正电路；
图5A-图5B图示了在电源和充电条件下图3的转换器的操作；
图6A-图6B图示了在另一电源和充电条件下图3的转换器的操作；
图7A-图7B图示了在另一电源和充电条件下图3的转换器的操作；
图8图示了在另一电源和充电条件下图3的转换器的操作；并且
图9示出了图3的功率转换器的一种变型。
具体实施方式
在各种附图中，相似的特征已经由相似的附图标记表示。特别地，在各种实施例之中共有的结构上和/或功能上的特征可以具有相同的附图标记并且可以布置相同的结构上、尺寸上和材料的特性。
为了清楚起见，仅详细图示和描述了对理解本文描述的实施例有用的操作和元件。特别地，尚未详细描述用于控制功率因数校正电路的信号的生成，所描述的实施例与常规电路以及这种电路的常规控制兼容。
除非另外指示，否则当提及连接在一起的两个元件时，这表示在没有导体以外的任何中间元件的情况下的直接连接；并且当提及耦合在一起的两个元件时，这表示经由一个或多个其他元件连接或者耦合这两个元件。
在以下公开中，除非另外指示，否则当提及诸如术语“前”、“后”、“顶部”、“底部”、“左”、“右”等绝对位置修饰符，或诸如术语“上方”、“下方”、“高于”、“低于”等相对位置修饰符，或诸如“水平”、“垂直”等定向修饰符时，参考图中所示的取向。
除非另外指定，否则表述“约”，“大约”，“基本上”和“在……的量级”表示在10％内，优选在5％内。
图1示出了常规功率转换器1的示例。
这样的转换器1基于AC电源电压Vac的半波或全波整流，随后是功率因数校正(PFC)，以向可能具有DC/DC或DC/AC转换的负载(Q)供电。
示意性地，AC电压Vac施加在两个输入端子11(L)和13(N)之间，两个输入端子11(L)和13(N)通常经由AC滤波器2(ACF)或EMI滤波器耦合到整流桥3的AC输入端子21和23。电压Vac例如是50Hz或60Hz的230V的AC电压或市电电压或50Hz或60Hz的电力分配***的110V的AC电压或市电电压。通常，端子11和13由转换器1到电力设备的插座的连接插头的引脚形成。
整流桥的整流输出端子25和27耦合到功率因数校正电路5(PFC)的输入端子51和53。输出端子55和57将电源电压输送到负载7(Q)。电容器C1耦合(优选地，连接)端子25和27。
在本公开的目标应用中，转换器1除了整流桥3以外还包括至少一个可控半桥4。
例如是全波整流电路的整流桥3由四个支路形成，四个支路将二乘二的每个输入端子耦合到每个输出端子，在每个支路中存在整流元件(通常为二极管)。
可控半桥4是整流半桥，其中两个支路将两个输入端子21至23耦合到端子51，每个支路中存在开关，通常为晶闸管或SCR。
这样的半桥4通常将功率转换***配备为非可控桥的补充，以使得一旦***已经启动则旁路浪涌电流限制电阻器Ricl。
根据所描述的实施例，整流桥3是与可控半桥4相关联的全波桥，或者是相同的与二极管半桥相关联的混合桥。
在图1的示例中，桥3包括：两个二极管D1和D2将端子21和23分别耦合(优选地，连接)到电阻器Ricl的第一端子，电阻器Ricl的另一端子耦合(优选地，连接)到端子25，二极管D1和D2的阳极位于端子21和23的一侧；并且两个二极管D3和D4将端子21和23分别耦合(优选地，连接)到端子27，二极管D3和D4的阳极位于端子27的一侧。桥4包括：两个晶闸管T1和T2，在此晶闸管T1和T2具有阴极栅极，两个晶闸管T1和T2将端子21和23分别耦合(优选地，连接)到端子25，晶闸管的阳极在端子21和23的一侧。
在电路启动时，即，当其以电压Vac上电时，晶闸管T1和T2不受控制，并且电压Vac的整流借助于桥3和电阻器Ricl执行。一旦电路已经启动并处于稳定状态，晶闸管T1和T2根据电压Vac的半波被交替控制，并承担整流上半桥的功能。在每个半波处，两个晶闸管中的单个晶闸管(正向偏置的晶闸管)导通。晶闸管受脉冲控制，也就是说，它们的栅极在电压Vac的每个半波处接收电流脉冲。术语脉冲意味着持续时间比电压Vac的半波的持续时间短的信号，优选是比率至少为10。晶闸管的使用使得当***处于稳定状态时能够旁路电阻器Ricl并执行相角控制。
功率因数校正电路5通常包括至少一个电感绕组(图1中未示出)，该电感绕组以比电压Vac的频率高得多的频率(比率在1,000至10,000的范围中)进行切换。作为变型，电路5是开关模式电源电路。
晶闸管T1和T2在桥的上部的存在要求能够生成栅极电流，栅极电流的电压基准比转换器的基准电位(即端子27的电位(接地))高得多。特别地，将电流注入到晶闸管T1和T2的阴极栅极中要求晶闸管阴极的电位小于其栅极G1和G2的电位。晶闸管例如由电路6(CTRL)控制，用于根据AC电压Vac的半波生成栅极电流。然后，有必要生成参考端子25的、电路6的正低压VDD1，以便为电路6供电。通常，电路6接收相对于桥的输入电压的过零点的信息ZV，以生成栅极控制信号。
电压VDD1的生成要求通常为电感性的变压器(未示出)，该变压器具有在端子25的下游的初级绕组，并且具有以端子25的电位为基准的次级绕组生成电压VDD1。对这样的变压器的需要不利地影响转换器的体积、成本和简易性。
图2示出了功率转换器的实施例。
可以找到：施加AC电源电压Vac的输入端子11和13；整流桥3，例如，全波整流桥，其AC输入电压21和23分别耦合到端子11和13。功率因数校正电路5(PFC)或DC/DC或DC/AC转换器，其输入端子51和53耦合(优选地，连接)到桥3的输出端子25和27，并且其输出端子55和57为负载7(Q)供电；可控的上半桥4，耦合在端子21和23与半桥4的正整流输出端子25之间，用于使桥3的二极管半桥D1、D2短路，并与浪涌电流限制电阻器Ricl相关联；可选地，在端子11和13与端子21和23之间的AC滤波器2；并且可选地，耦合(优选地，连接)到端子25和27的电容器C1。
在图2的示例中，该图采用混合桥的形式，该混合桥具有由二极管D3和D4形成的下半桥并且具有由晶闸管T1和T2形成的上半桥以及与电阻器Ricl相关联的二极管D1和D2的上半桥。
根据该实施例，晶闸管T1和T2的栅极经由相应的电阻器R1和R2耦合到二极管D5的阴极，该二极管D5的阳极耦合(优选地，连接)到参考接地27(GND)的低DC电压VCC(源8)。低电压意味着小于30伏的电压，例如20伏或更低的量级。
该电路组件的作用是，对于电压Vac的每个半波，当桥的输出电压VDC变得小于电压VCC时(在处于导通状态的二极管D5和电阻器R1和R2的压降之内)，电流从电压源8流过二极管D5、电阻器R1和R2、晶闸管T1和T2的栅极、以及电容器C1。因此，电容器C1在半波的每个结束处和下一个半波的开始处被使用，以允许栅极电流的循环。电压VCC的值调节电流流过期间的端子51与53之间的电压的过零周围的电压阈值。
因此，不再需要生成参考端子25的电压来控制晶闸管T1和T2。还可以基于电压VDC容易地生成电压VCC。实际上，在启动***时不存在该电压不会令人不安，因为一旦***处于稳定状态，就无需控制晶闸管T1和T2以旁路电阻器Ricl。
在该简化的实施例中，不要求控制并且晶闸管自动导通。然而，电容器C1的放电必须是充分的，并且/或者负载必须随着端子11与13之间的电压(电压Vac)接近零在下游充分消耗功率，以便***操作。对于稳定的消耗负载，只需以合适的方式调整电阻器R1和R2以及二极管D5的大小，以递送触发晶闸管T1和T2所必须的栅极电流。然而，该实施例不是最适于非常低的可变负载，对于该负载，如果电路中存在电容器C1，则该电容器C1将不能充分放电。如果没有电容器C1，则在这种情况下，在端子51和53之间看到的电路5的等效阻抗非常高。
图3示出了功率转换器的另一实施例。
根据该实施例，图2的电路由电路组件完成，该电路组件迫使电容器C1在每个半波的结束处放电，以缓解栅极电流的流动。对于不包括电容器C1的电路，在端子51和53下游的元件的阻抗过高而不能在半波的开始处生成晶闸管T1或T2的导通的情况下，则该电路能迫使二极管D5的导通，以允许栅极电流流过晶闸管T1和T2。
因此，晶体管Q1(例如，双极型晶体管)被提供在端子25和27之间与电阻器R3串联。例如，NPN型双极型晶体管Q1的发射极耦合(优选地，连接)到接地27。晶体管Q1的集电极通过电阻器R3耦合到端子25。晶体管Q1的基极或控制端子例如经由电阻器R4从电路9接收控制信号。
电路9优选由电压VCC(在端子VCC和GND之间)供电，并在整流电压VDC的每个过零附近(即，在其周围)生成用于控制晶体管Q1的矩形脉冲。例如，电路9的输入IN耦合(优选地，连接)到两个电阻器R5和R6的接合点，电阻器R5和R6耦合(优选地，连接)在端子25和27之间。该串联关联形成分压桥，该分压桥使得能够在电路9的电平处触发其输出OUT在高电平与低电平之间的切换。当输出OUT处于高电平时，晶体管Q1导通，这迫使电容器C1(如果存在)通过电阻器R3中的耗散放电，并迫使二极管D5、电阻器R1和R2之一以及晶闸管T1和T2之一中的电流传导，取决于是否存在电容器C1。
电路组件的操作取决于转换器的下游连接的负载的功耗。实际上，如果负载具有低功耗，则在晶闸管的导通栅极电流已经是充分的之前，桥中的电流以及因此晶闸管阳极的电流将变为零。在这种情况下，电阻器Ricl不会被旁路，并且会在每个半波处耗散能量。因此，当连接在电路5的下游的负载消耗充分的电流使得晶闸管T1和T2的电流在半波的每个开始处达到其截止阈值时，所描述的解决方案是特别有利的。充分的电流的概念取决于应用，但例如至少是应用的标称功率的10％。
图4详细示出了图3的转换器的功率因数校正电路的示例。
图4是局部的表示。特别地，未示出整流桥3，并且仅示出了半桥4的一个支路(晶闸管T1或T2)，与其栅极电阻器R1或R2相关联。
功率因数校正电路5包括例如：在端子51和55之间与二极管D串联的电感L；开关M1，例如MOS晶体管，其将端子53耦合(优选地，连接)到电感L和二极管D的接合点；输出电容器C，其耦合(优选地，连接)端子55和57；以及电路9′，例如用于控制开关M1的微控制器(μC)。微控制器9'例如由电压VCC或从电压VCC提取的电压供电。
开关M1以相对于电压Vac的频率具有至少1,000的比率的高频(例如，以几百kHz的频率)而被控制。功率因数校正电路5的操作本身是通常的。
图5A-图5B、图5A-图6B、图7A-图7B和图8以时序图图示了针对多个电源电压Vac和由转换器供电的负载的多个功耗水平的图3的电路组件的操作。这些附图采取晶闸管T1和T2截止的不利情况作为示例，也就是说，功率因数校正电路以不连续电流模式进行操作，其中电感L(图4)中的电流在晶体管M1的每个开关周期处变为零。
附图示出了跨电容器C1的VDC电压的形状的示例、跨开关Q1的电压VQ1(图示了期间对电容器C1进行部分放电的其导通周期)的形状的示例、以及正向偏置的晶闸管T1或T2中的阴极电流I的形状的示例(在电压Vac的正半波期间为晶体管T1，在电压Vac的负半波期间为晶体管T2)。执行电容器C1的放电，直到电流I达到已经导通的晶闸管的截止为止。
图5A-图5B图示了图3的转换器针对110伏电压Vac和50Hz频率以及25％的负载(即负载7吸收等于转换器的标称功率的25％的功率)的操作。
图5A示出了电压Vac的两个半波，而图5B是电压VDC的过零附近的放大图。
如时序图所示，当电路9检测到电压VDC下降到由电阻器R5和R6调节的阈值以下(例如，低于20伏)时，晶体管Q1导通(时间t11，图5B)。电容器C1放电，并通过来自电源8的循环被维持在至少处于电压VCC的电平。在下一个半波开始处，栅极电流变得足以导通晶闸管T1或T2，并且阴极电流I达到晶闸管T1或T2的截止阈值。应当注意，附图中的电流I包括从栅极流向阴极的栅极电流(阴极电流I与栅极电流和阴极电流的和相对应)。因此，在开关Q1的断开处(时间t13)，晶闸管T1或T2保持导通，直到半波的结束。如图5B的左手部分所示，在半波的结束处没有电流流过晶闸管T1或T2。这是由于这样的事实，在整个供电周期期间，负载不要求能量。然而，晶闸管之一在半波的刚结束处(箭头15所标识的区域)导通，并且然后在电容器C1放电至VCC电平时截止。
图6A-6B图示了图3的转换器针对110伏电压Vac和50Hz频率以及100％负载，也就是说，负载吸收等于转换器的标称值的功率的操作。
图6A示出了电压Vac的两个半波，而图6B是电压VDC的过零附近的放大图。
与图6A-图6B的情况相比，由于在此负载永久消耗功率，因此在半波的开始处已经导通的晶闸管T1或T2保持导通，直到半波的结束(图6B的左手部分)。
图7A-图7B图示了图3的转换器针对230伏电压Vac和50Hz频率以及50％负载，也就是说，负载吸收等于转换器的标称值的50％的功率的操作。
图7A示出了电压Vac的两个半波，而图7B是电压VDC的过零附近的放大图。
在这样的情况下，晶体管Q1在半波的结束处不导通，而是仅在下一个半波的开始处(时间t12)导通，以仅在正确的时间控制晶体管Q1，也就是说，当电压Vac开始增加回去时，这也使能阴极电流与晶体管Q1开始导通的初始时间相比更快地达到截止阈值。晶体管Q1的导通中的这种延迟使得能够将其导通时间减少到有用的部分(在时间t11与VDC变得比平稳VCC大的时间之间的持续时间实际上是无用的)，从而减少电阻器R3中的功耗。
图8图示了图3的转换器针对230伏电压Vac和50Hz频率以及25％的负载，也就是说，负载Q吸收等于转换器的标称值的25％的功率的操作。
图8的表示是电压VDC的过零附近的放大图。
这样的情况是一种极端的情况，其中尽管在时间t12与t13之间由晶体管Q1迫使的电容器C1的放电允许生成栅极电流和导通晶闸管之一，但是负载的低功耗生成使电流I到晶闸管的截止阈值以下的降低，以及因此，当栅极电流变为零时，晶闸管的截止直到半波的结束。电阻器Ricl然后确保从电压Vac到转换器的电流供应的连续性。
图9示出了转换器的变型。
根据该变型：AC电容器Xcap耦合(优选地，连接)端子11和13并形成AC滤波器；晶体管Q1根据电路组件被控制，该电路组件能提供其施加的控制脉冲的延迟，以提供图7中所述的操作；电阻器Ricl被抑制(即，从电路中消除)。
不能通过电阻器Ricl在开始处供应的电压VCC然后由辅助转换器95递送，该辅助转换器95优选地是绝缘的，其输入端子耦合(优选地，连接)到二极管D1和D2的公共阴极，并且具有递送电压VCC的输出端子，其中转换器95根据其生成的电压VCC自供电。
一旦电压VCC被生成，就在导通延迟(延迟逐渐减小)的情况下控制晶闸管T1和T2，以确保电容器C1(如果存在)和位于功率系数校正电路的下游的其他电容器(例如，电容器C，图4)的逐渐充电。
这样的控制由电路组件100确保，该电路组件包括：用于检测电压Vac的过零的电路101，其输入端子IN耦合到电阻性分压桥的中点，电阻性分压桥由串联在端子11(或端子13，或两者经由整流器)与地27之间的电阻器R102和R103形成，电路101由在端子VCC与GND之间的电压VCC供电；NPN型双极型晶体管Q2，其集电极通过电阻器R104耦合到端子55，并且其集电极耦合(优选地，连接)到接地端子27，晶体管Q2的基极通过电阻器R105耦合到电路101的输出端子OUT；以及NPN型双极晶体管Q3，其集电极通过电阻器R107耦合到晶体管Q1的基极，并且其发射极耦合(优选地，连接)到接地27，晶体管Q2的基极通过电阻器R108耦合到电路101的输出端子OUT。
在此晶体管Q1是PNP晶体管，其集电极耦合(优选地，连接)到二极管D5的阳极，其发射极接收电压VCC，其基极耦合到晶体管Q3的集电极与用于递送电压VCC的端子之间的电阻器R106与电阻器R107之间的接合点。
晶体管Q1使能在处于稳定状态的市电电压的过零附近(即周围)，或者在相对于由电路101检测到的电压Vac的过零时间具有延迟的情况下控制晶闸管T1和T2。用于控制晶体管Q3(从而控制Q1)和Q2的脉冲可以具有在从一个半波到另一半波的启动阶段期间的可变的持续时间，并且在处于稳态时可以具有不同的持续时间。
然后可以利用开关Q1和Q2的存在，以便当电压Vac消失时，通过连续地导通开关Q1和晶闸管T1和T2来使电容器Xcap放电。
出于电气安全原因，这样的放电是所期望的。
所描述的实施例的优点在于，除了对于图3的实施例而言，除了对于功率电路9'已经可用的用于控制功率因数校正电路的电源以外，它们的实施方式不需要辅助的电源。
已经描述了各种实施例和变型。本领域技术人员将理解，可以组合这些各种实施例和变型的某些特征，并且本领域技术人员将想到其他变型。特别地，所公开的在电压VDC的过零附近控制开关Q1的解决方案仅是示例，并且可以提供其他解决方案，例如使用功率因数校正电路的微控制器。此外，尽管已经描述了基于全波桥的实施例，但是这些实施例可以容易地调换为半波整流电路。
最后，基于上文提供的功能性的描述，本文描述的实施例和变型的实际实现在本领域技术人员的能力内。特别地，根据所考虑的应用，用于控制晶体管Q1的导通的方形脉冲的持续时间和延迟的选择取决于该应用，并且可以根据上述公开确定。
这样的更改、修改和改进旨在作为本公开的一部分，并且旨在落入本发明的精神和范围内。因此，前面的描述仅是以示例的方式，并不旨在是限制性的。本发明仅根据以下权利要求书及其等效物所限定。

Claims (17)

1.一种电路，包括：
整流桥，在所述整流桥的第一整流输出端子与所述整流桥的第二整流输出端子之间具有与第一整流元件串联耦合的第一晶闸管；以及
第一二极管，在所述第一晶闸管的栅极与所述第二整流输出端子之间与DC电压源串联耦合。
2.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的晶体管开关，其中，所述晶体管开关被选择性地致动以迫使从所述DC电压源通过所述第一二极管的电流传导。
3.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的晶体管开关，其中，所述晶体管开关以施加到所述整流桥的输入的AC电压的半波的速率选择性地被致动。
4.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的晶体管开关，其中，所述晶体管开关在施加到所述整流桥的所述输入的AC电压的过零的附近选择性地被致动。
5.根据权利要求4所述的电路，其中，当所述AC电压下降到比由所述DC电压源递送的DC电压大的值以下时，所述晶体管开关的导通被触发。
6.根据权利要求4所述的电路，其中，在所述AC电压下降到比由所述DC电压源递送的DC电压大的值以下的时间以后的延迟之后，所述开关的所述导通被触发。
7.根据权利要求1所述的电路，还包括将所述第一二极管的阴极耦合到所述第一晶闸管的栅极的第一电阻器。
8.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合到所述第一输出端子和所述第二输出端子的功率因数校正电路。
9.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合在所述整流桥的所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的电容器。
10.根据权利要求9所述的电路，还包括耦合在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的晶体管开关，其中，所述晶体管开关选择性地被致动以使所述电容器放电。
11.根据权利要求10所述的电路，其中，所述晶体管开关的所述选择性致动发生在施加到所述整流桥的所述输入的AC电压的过零的附近。
12.根据权利要求1所述的电路，还包括浪涌电流限制电阻器，并且其中所述第一晶闸管的致动旁路所述浪涌电流限制电阻器。
13.根据权利要求1所述的电路，其中，所述整流桥还具有第二晶闸管，所述第二晶闸管与第二整流元件在所述第一整流输出端子与所述第二整流输出端子之间串联耦合，并且其中，所述第一二极管与所述DC电压源在所述第二晶闸管的栅极与所述第二整流输出端子之间串联耦合。
14.根据权利要求13所述的电路，还包括第二电阻器，所述第二电阻器将所述第一二极管的阴极耦合到所述第二晶闸管的所述栅极。
15.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合在所述整流桥的输入端子之间的AC电容器。
16.根据权利要求15所述的电路，还包括：
晶体管开关，耦合在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间；以及
放电电路，被配置为经由至少所述开关对所述AC电容器进行放电，当所述AC电压的断开被检测到时，所述放电电路被导通。
17.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合到所述第一输出端子和所述第二输出端子的功率转换电路。
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