JPS5953673B2 - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JPS5953673B2
JPS5953673B2 JP52095231A JP9523177A JPS5953673B2 JP S5953673 B2 JPS5953673 B2 JP S5953673B2 JP 52095231 A JP52095231 A JP 52095231A JP 9523177 A JP9523177 A JP 9523177A JP S5953673 B2 JPS5953673 B2 JP S5953673B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えば高周波加熱装置の電源回路に使用して好
適なるものである。
高周波加熱装置のひとつとして第１図に示すようにスイ
ッチング素子としてのＧＣＳ（ゲート・コントロール・
スイッチ）１のゲートに発振器２からの高周波信号をド
ライブ回路３を介して供給し、このＧＣＳＩのアノード
に接続された加熱コイル４に高周波電流を流し、加熱コ
イル４に近接して調理用のなべがおかれているときは、
このなべにうず電流を発生させるようにしたものがある
。
５はＧＣＳＩがオフしているときの電流路を形成するた
めのダンパーダイオードである。
これらＧＣＳＬ加熱コイル４等からなる出力回路には、
入力端子６ａ、６ｂからの商用電源を整流回路７で整流
した電源電圧がフィルタ回路８を介して供給されている
。かかる高周波加熱装置の出力パワーの制御は出力調整
ボリューム９に関連して出力制御回路１０から発生する
制御電圧によつて行なわれている。
この場合、発振器２を可変周波数発振器の構成とし、第
１の制御電圧によつて発振周波数即ちＧＣＳＩのスイッ
チング周波数、を切り換えると共に、第２の制御電圧に
よつて整流回路７の整流動作を全波整流と半波整流とに
切り換えることによつて出力パワーを制御するものが考
えられている。第２図はかかる出力パワーの制御を説明
するためのものである。
まず、出力調整ボリューム９が回転ボリュームであつて
最低出力の位置から最高出力の位置まで連続して回転さ
せたとすると、出ｊ力制御回路１０から第２図Ａに示す
ように、ある回転位置迄はＶ、のレベルからＶ２のレベ
ルに連続して変化し、更に回転させると再びＶ、のレベ
ルからＶ。のレベルに連続して変化する第１の制御電圧
が発生する。この第１の制御電圧が発振器２ゝに制御電
圧として加えられ、その発振周波数が第２図Ｂに示すよ
うにｆ。からｆ、迄低下し、再びｆ。に上昇してｆ、迄
低下するように変化する。そして第１の制御電圧が一旦
Ｖ２迄上昇してＶ１に下がるときに、第２図Ｃに示すよ
うに低レベルＶ１から高レベルＶＨに立ち上がる第２の
制御電圧が発生する。そして整流回路７は、第２の制御
電圧がＶＬのときは半波整流動作をなし、これがＶＨの
ときは全波整流動作をなすように制御される。以上のよ
うにして第２図Ｄに示すように出力パワーは、Ｐ１→Ｐ
２→Ｐ３と連続的に上昇される。このようにスイツチン
グ凋波数と全波及び半波の切換とを併用して出力パワー
を変化させる方法は、単にスイツチング周波数のみを変
化させる方法に比して不要輻射の周波数帯が狭くなり、
また調理用なべの材質が変化して加熱コイル４のインダ
クタンスが変化しても誤動作が生じにくい等の利点があ
る。
本発明はかかる高周波加熱装置の出力パワーを制御する
のに用いられる半波及び全波の切換可能な電源回路を提
供せんとするものである。
本発明はサイリスタを整流回路７の整流素子として用い
てこのサイリスタのトリガ−パルスを切り換えて半波及
び全波の切換を行なうものである。第３図は本発明の一
実施例を示し、第３図において、１１は全波整流形の整
流回路を示す。
この整流回路１１は、端子６ａ，６ｂに接続される交流
電源の正の半波の期間導通すべき電流路がサイリスタ１
２ａとダイオード１３ａで構成され、交流電源の負の半
波の期間導通すべき電流路がサイリスタ１２ｂとダイオ
ード１３ｂで構成されたものである。従つてサイリスタ
１２ａ及び１２ｂの両者が正及び負の半波の期間で夫々
ターンオンすれば、整流回路１１は全波整流回路として
動作し、何れか一方のサイリスタのみがターンオンする
のであれば、整流回路１１は半波整流回路として動作す
る。この整流回路１１の出力端１４ａ，１４ｂには負荷
１５例えば第１図のような高周波．加熱装置の出力回路
が接続される。そして整流回路１１の一方の入力端子６
ａと他方の入力端子６ｂが互いに等しい値の抵抗１６及
び１７を介して接続され、この共通接続点Ａが抵抗１８
を介して整流回路１１の接地側の出力端子４１４ｂと接
続される。
また入力端子６ａが抵抗１９とトランジスタ２０のコレ
クタ及び゛エミツタを通じて出力端子１４ｂに接続され
る。このトランジスタ２０のベースに接続された端子２
］には前述の第２図Ｃに示す半波及び全波切換の制御電
圧が加えられる。また前述のＡ点及びトランジスタ２０
のコレクタ（Ｂ点とする）が夫々ダイオード２２及び２
３を順方向に介してトランジスタ２５のベースに接続さ
れる。更に、電源供給時に低レベルとなり、電源遮断時
に高レベルとなるオンオフ制御電圧が端子２６に供給さ
れるようになされ、この端子２６がダイオード２４を介
してトランジスタ２５のベースに接続される。トランジ
スタ２５は、そのエミツタが出力端子１４ｂに接続され
、そのコレクタが抵抗２６を介して電源電圧＋Ｖｃｃの
電源端子に接続されており、前述のダイオード２２又は
２３と共にレベル判別回路を構成している。
このトランジスタ２５のコレクタ（Ｃ点とする）に発生
する出力が、トランジスタ２７により極性反転され、更
にトランジスタ２８によつて定電流出力とされ、このト
ランジスタ２８のコレクタにトリガ−パルスとして発生
する。このトリガ−パルスがトランジスタ２８の保護用
ダイオード２９と別個の抵抗３０ａ及び３０ｂを介して
サイリスタ１２ａ及び１２ｂのゲートに供給される。ダ
イオード２９はサイリスタ１２ａ又は１２ｂがターンオ
ンしたときに、そのゲート電位がカソード電位と等しく
１００〔〕になることによつてトランジスタ２８が破壊
されるのを防止するために設けられ、別個に抵抗３０ａ
及び３０ｂが設けられているのは、サイリスタ１２ａ及
び１２ｂ間の特性の違いを補正するためのものである。
上述の本発明の一実施例の動作について第４図を参照し
て説明するに、まず端子２］に供給される制御電圧が高
レベルで、端子２６に供給される制御電圧が低レベルと
される全波整流動作について述べる。
第４図Ａは、整流回路１１の入力端子６ａ及び６ｂの電
圧波形で、交流電源の正の半波の期間Ｔ１では、実線図
示せる正の半波が入力端子６ａに発生し、その負の半波
の期間Ｔ２では、破線図示せる正の半波が入力端子６ｂ
に発生する。これらの第１及び第２の入力信号は、夫々
抵抗１６，１７，１８によつて互いに等しい振幅に分割
されてから重畳されＡ点に第３の信号が発生する。この
ときトランジスタ２０がオンしているために、Ｂ点に接
続されたダイオード２３はオフであり、また端子２６は
低レベルであるために、ダイオード２４もオフである。
従つて第３の信号の電圧レベルがダイオード２２の順方
向電圧降下及びトランジスタ２５のベース・エミツタ間
電圧降下の和Ｖ，を越えるとトランジスタ２５がオンす
るから、Ａ点の電圧波形は第４図Ｂに示すように、全波
整流波形のＶｔ以上のレベルの部分がスライスされたも
のとなる。このトランジスタ２５がオフする期間は、期
間Ｔ１及びＴ２にまたがり、Ｃ点には第４図Ｅに示す位
相のパルス電圧が発生する。このパルス電圧と同位相の
トリガ−パルス，がサイリスタ１２ａ及び１２ｂのゲー
トに供給されるから、期間Ｔ１で゛はサイリスタ１２ａ
がターンオンし、期間Ｔ２ではサイリスタ１２ｂがター
ンオンし、結局負荷１５（簡単のため抵抗負荷とする）
に第４図Ｇに示す全波整流出力が供給される。次に、上
述の状態において端子２１に供給される制御電圧が低レ
ベルＶ，とされると、トランジスタ２０がオフする。
このときは、入力端子６ａの電圧は抵抗分割されないで
そのままＢ点に現れることになる。従つてＢ点の電圧波
形は第４図Ｃに示すように期間Ｔ１で発生する大振幅の
半波波形のＶ，以上のレベルの部分がスライスされたパ
ルス信号となり、そのパルス幅は期間Ｔ１に一致したも
のとなる。一方Ａ点には第４図Ｂに示す波形の電圧が生
じているから、トランジスタ２５のベース電圧は第４図
Ｂと第４図Ｃに示す電圧の加え合わされた第４図Ｄに示
す波形となる。このときのＣ点に発生するパルス電圧は
第４図Ｆに示すように期間Ｔ２内に含まれる位相のもの
とされる。これと同位相のトリガ−パルスがサイリスタ
１２ａ及び１２ｂのゲートに供給されるので、方のサイ
リスタ１２ａはアノード・カソード間が順方向バイアス
とされる期間Ｔ１ではトリガ−パルスが与えられず、従
つてターンオンせず、他方のサイリスタ１２ｂはアノー
ド・カソード間が順方向バイアスとされる期間Ｔ２では
トリガ−パルスが与えられてこの期間Ｔ２でターンオン
する。このような動作によつて負荷１５に第４図Ｈに示
す半波整流出力が供給される。また、端子２６に供給さ
れるオンオフ制御電圧が高レベルとなるとトランジスタ
２５は常にオン状態となりトリガ−パルスは発生せず、
サイリスタ１２ａ，］２ｂはターンオンせず、整流出力
が発生しない。
この状態からオンオフ制御電圧が低レベルとなるとトラ
ンジスタ２５はオフしうる状態となり、前述の動作によ
つて半波又は全波整流出力が発生する。このオンオフ制
御電圧は、前述の高周波加熱装置の場合では、保温の温
度を一定にするためや、調理用なべがのせられてないに
も拘らず電源が供給されて過熱することの防止のために
発生されている。この本例によるオンオフ制御は、電源
オフ（又は電源オン）の状態から如何なる位相でもつて
オン（又はオフ）制御電圧が発生しても、整流出力の波
形は必らず第４図Ｇ又はＨに示す半波又は全波整流出力
波形となり、第４図１に示すような一部が欠如したよう
な波形とならない。この第４図１に示すような電源オン
時に急峻に立ち上がる波形の出力が発生すると、ノイズ
の発生、負荷の回路素子の破壊等の悪影響が生じるので
ある。上述の説明から明らかなように本発明に依れば、
半波及び全波の切換可能な電源回路を実現することがで
きる。
半波及び全波を切り換える方法として本発明とは異なり
、交流電源の零点の位相で発生するトリガ−パルスを形
成し、このトリガ−パルスの周波数を１／２にすること
も考えられる。つまり、第５図Ａに示す入力電圧波形に
対して第５図Ｂに示すようなトリガ−パルスを形成し、
このトリガ−パルスをサイリスタ１２ａ，１２ｂのゲー
トに供給して半波整流動作を行なわせることも考えられ
る。しかしながら、このようにすると、零点を含んで交
流電源の正の半波及び負の半波の期間の両者にまたがる
トリガ−パルスのために、第５図Ｃに示すようにサイリ
スタ１２ａ，１２ｂのオフ期間であるべき期間にも拘ら
ず一部でサイリスタが導通し、立上りの急峻な整流出力
が発生してしまう。これによつてノイズが発生したり、
負荷の回路素子に対して悪影響が与えられるおそれがあ
る。これに対して、本発明に依れば、半波整流動作時で
は、トリガ−パルスが第４図Ｆから明かなように、ＳＣ
Ｒｌ２ａ，ｌ２ｂのオン期間内でのみ発生するようにで
きるから、ノ上述のような問題点を生じない。なお、本
発明は高周波加熱装置以外の半波及び全波の切換が必要
とされる電源回路に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図及び第２図は本発明を適用しうる高周波加熱装置
のプロツク図及びその説明に用いる路線図、第３図は本
発明の一実施例の接続図、第４図及び第５図はその説明
に用いる波形図である。 １１は整流回路、１２ａ，１２ｂはサイリスタ、１５は
負荷、２１，２６は制御電圧入力端子である。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 交流電源の正の半波の第１の期間導通すべき電流路
    とその負の半波の第２の期間導通すべき電流路の夫々に
    サイリスタが挿入された全波整流形の整流回路を有し、
    上記交流電源より第１の期間及び第２の期間において夫
    々発生する第１及び第２の入力信号を得、この第１及び
    第２の入力信号を略々等しい振幅で重畳した第３の信号
    とこの振幅より何れか一方の振幅を充分大として第１及
    び第２の入力信号を重畳した第４の信号とを形成し、第
    ３及び第４の信号を選択してレベル判別回路に供給し、
    第３の信号が供給されたときは第１及び第２の期間の両
    者にまたがるトリガーパルスを上記レベル判別回路の出
    力に得、第４の信号が供給されたときは第１及び第２の
    期間の何れか一方においてのみ発生するトリガーパルス
    を上記レベル判別回路の出力に得、このトリガーパルス
    を上記サイリスタのゲート端子に加え、上記整流回路の
    全波整流動作及び半波整流動作を切り換えるようにした
    電源回路。
JP52095231A 1977-08-09 1977-08-09 電源回路 Expired JPS5953673B2 (ja)

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