CN112054857A - 一种用于星地通信的信道模拟器及信道模拟方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种用于星地通信的信道模拟器及信道模拟方法。该信道模拟器包括总控模块、信道系数生成模块、多个混合延时插值模块、乘法器和累加器，总控模块连接信道系数生成模块，用于向其发出第一控制信号；总控模块还与混合延时插值模块连接，用于向其发出第二控制信号；混合延时插值模块将初始信号序列复制成N路后分别同N条多径信道序列相乘，从而得到N个经过信道衰减后的信号序列；在N路基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器中，完成分数倍信号的插值，最后通过累加器实现多路多径信号的混叠。本发明实现了针对大范围时延快速漂移情况下的动态无线信道的分数时延模拟。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于星地通信的信道模拟器，同时也涉及相应的信道模拟方法，属于卫星通信技术领域。
背景技术
当前，在空天地一体化通信领域的研发重点就是设计满足星地传输信道特性需求的无线***物理层协议。无线信道模型作为物理层协议的设计和验证工具，在协议的制定和验证方面都有重要作用。
星地通信信道相对于地面通信来说，其相对移动速度有巨大的提升。卫星相对于地面终端的相对速度计算需要参考卫星轨道，瞬时位置，俯仰角度等等参数。如图5中所示，卫星的高度为h，地球半径为R。卫星的移动速度为
载波频率为Fc。向量
同卫星移动速度方向
的夹角为θ。
根据3PGG协议，低轨或中轨卫星，其移动速度大约如下所示：
-距地面600km轨道:速度为7.5622千米/秒
-距地面1500km轨道:速度为7.1172千米/秒
如此高的移动速度相对于地面通信终端来说，将带来巨大的多普勒频偏，也会导致多径信道的时变特性显著加快，多径的时延将会出现快速漂移，并且多径都存在极大的多普勒偏移。同时，由于信道的变化和时延的漂移特性，导致在星点链路中，多径幅度和时延随时间的相关性体现的更为显著，并且多径的生灭特性也对性能有很大的影响。
传统的无线信道模型和信道模拟器设计已经较为成熟，均采用基于抽头时延(Tapped Delay Line，简写为TDL)的结构。其表达式如下式所示。
现有的抽头时延结构的信道模型如图6所示，可以采用基于FIR滤波器架构实现。每个抽头对应了一个无线信道多径。其中抽头的位置由多径时延决定，而抽头复数系数的对应了无线信道多径的瞬时衰落。当信道变化，抽头加权h(t,τ)随时间变化。信道系数为波形时时延τ和时间t的函数。图7提供了基于FIR滤波器实现的MIMO(多输入多输出)信道模型，其中一路为信道系数支路，此时信道系数按照复高斯随机分量随机生成，并经过时域相关性滤波器后产生信道系数在时间上的连续变化。多路叠加了时域相关性的信道系数组成MIMO信道向量序列。该向量经过空间相关矩阵运算后生成包含多天线相关性的信道向量序列。另一路为信号支路。原始未叠加信道的信号序列，经过信道模块内的重采样成型滤波后获得更高的采样率。再对上采样的信号序列同信道向量序列进行时域卷积运算，最终再对卷积后的序列匹配滤波降采样后输出。
目前，在数字域上实现分数延时最常用的技术手段是基于传统Farrow结构的分数延时滤波器，因为该滤波器的系数固定，使用时只需要更改延时参数，而且设计出的滤波器性能较好。
发明内容
本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种用于星地通信的信道模拟器。
本发明所要解决的另一技术问题在于提供一种用于星地通信的信道模拟方法。
为了实现上述目的，本发明采用下述的技术方案：
根据本发明实施例的第一方面，提供一种用于星地通信的信道模拟器，包括总控模块10、信道系数生成模块20、多个混合延时插值模块30、乘法器11和累加器12，
所述总控模块10连接所述信道系数生成模块20，用于向其发出第一控制信号；
所述总控模块10还与所述混合延时插值模块30连接，用于向其发出第二控制信号；
所述混合延时插值模块30将初始信号序列复制成N路后分别同N条多径信道序列相乘，从而得到N个经过信道衰减后的信号序列；在N路基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器中，完成分数倍信号的插值，最后通过累加器实现多路多径信号的混叠。
其中较优地，所述可变分数时延插值滤波器，其滤波器系数由滤波器系数更新模块50控制，
所述滤波器系数更新模块50根据分数时延值，利用拉格朗日插值法产生滤波器系数的值。
其中较优地，所述可变分数时延插值滤波器，分别与分数时偏累积变化量进行乘累加计算。
其中较优地，所述分数时偏累积变化量，分别延时1至N-1个***时钟，与所述可变分数时延插值滤波器的输出，进行乘累加。
其中较优地，当所述分数时偏累积变化量超出预设范围时，所述总控模块10会将所述分数时偏累积变化量减去或加上一个整数周期从而回到所述预设范围中；并且，将更新后的结果输出给所述混合延时插值模块30，并发送控制指令触发读写使能模块60，实现插值序列调整；
当所述分数时偏累积变化量小于所述预设范围时，所述总控模块10直接将所述分数时延值输入到所述多个混合延时插值模块30中，产生时变的分数时延输出。
根据本发明实施例的第二方面，提供一种用于星地通信的信道模拟方法，包括以下步骤：
计算星地通信使用的多径的瞬时多径时延值；
根据当前的瞬时多径时延值，计算分数时偏累积变化量；
根据更新的分数时偏累积变化量，执行插值计算；
将经插值计算后输出的序列输入FIFO缓存，得到输出信号。
其中较优地，所述插值计算是由N路基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器，完成分数倍信号的插值；
所述可变分数时延插值滤波器的滤波器系数是根据拉格朗日插值法和收发端预设的成型滤波器、匹配滤波器系数生成的。
其中较优地，所述可变分数时延插值滤波器的输出分别与分数时偏累积变化量进行乘累加计算。
其中较优地，所述分数时偏累积变化量分别延时1至N-1个***时钟，与所述可变分数时延插值滤波器的输出，进行乘累加。
其中较优地，当所述分数时偏累积变化量超出预设范围时，将所述分数时偏累积变化量减去或加上一个整数周期从而回到所述预设范围中；并且，将更新后的结果输出给所述混合延时插值模块30，并发送控制指令触发读写使能模块60，实现插值序列调整；
当所述分数时偏累积变化量小于所述预设范围时，直接将所述分数时延值输入到所述多个混合延时插值模块30中，产生时变的分数时延输出。
与现有技术相比较，本发明提供了一种高效、易实现的星地通信信道建模方案，通过完整的信道模型***，可以模拟卫星通信***中多径时延连续变化带来的可变分数时延，同时还可以建模由于卫星和地面终端相对移动带来的信道多径生灭的连续变化过程。
附图说明
图1为本发明中，用于星地通信的信道模拟器的结构框图；
图2为图1的信道模拟器的FPGA设计示意图；
图3为基于转换节点的多径生灭模型示意图；
图4为本发明中，用于星地通信的信道模拟方法的流程图；
图5为低轨卫星轨道的运行示意图；
图6为抽头时延模型的示意图；
图7为基于FIR滤波器的MIMO信道模型示意图；
图8为图2中读写使能模块对FIFO的控制方法示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案作进一步的详细说明。
如图1所示，本发明实施例提供的用于星地通信的信道模拟器100包括总控模块10、信道系数生成模块20、多个混合延时插值模块30、乘法器11和累加器12。总控模块10连接信道系数生成模块20，用于向其发出第一控制信号。总控模块10还与多个混合延时插值模块30连接，用于向其发出第二控制信号。初始信号序列s(t)，复制成N路后分别同N条多径信道序列相乘，从而得到N个经过信道衰减后的信号序列。N路经过信道衰减后的信号序列，在N路基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器中，完成分数倍信号的插值，最终通过累加器实现多路多径信号的混叠。
如图1所示，输入信号x(t)被复制成多路，分别输入到多个乘法器11；每一路乘法器11被输入信号x(t)以及来自信道系数生成模块20的信道系数，并生成多路第一输出信号。每一分路的混合延时插值模块30，被输入来自同一分路的乘法单元的所述多径信号以及来自总控模块10的第二控制信号，输出第二输出信号。信号累加单元被输入各路第二输出信号，并生成输出信号。
需要说明的是，上述信道模拟器100虽然采用基于TDL模型架构，但是没有采用基于FIR滤波器的架构(每个抽头信道系数不变)来实现TDL模型，而是基于生成采样点级的可变信道系数实现抽头叠加的架构，这是因为星地通信中多径的时延漂移会产生分数时延，并且信道系数变化非常快，采用FIR架构无法适应模拟快速时延变化。
如图1和图2所示，总控模块10完成对每次仿真信道模拟的总体控制，根据TDL信道模型的要求完成1)对仿真时间线内时间段划分，确定转换节点(转换节点设定主要考虑的是多径信道生灭的时间，其依据信道参数相干距离作为参考进行设计，同时考虑模拟精度和计算复杂度的要求)；2)确定每个转换节点下的多径状态，包含出现的多径生灭，针对每次的多径生灭情况给出对应的参数(例如，确定每个转换节点中哪几条多径发生生灭)；3)计算信道多径参数，包括多径数目，多径功率，以及两两转换节点内的多径漂移采样速率、衰减速率。其中一些参数例如多径漂移速率可以参考卫星在轨道上的移动速度进行设置。
如前述，在星地链路中需要在信道中建模多径的生灭过程。地面通信中并没有生灭的问题，因此需要在地面通信的信道区域中引入转换节点的概念。结合图3，本发明将整个仿真的路径(时间轴)划分成多个时间段，每个时间段之间通过转换节点进行划分。在转换节点处，信道模型可以进行多径生灭处理；在转换节点之间完成生灭处理即可。即在某个转换节点处，信道模型可以启动针对某条/某几条多径的衰减或产生。转换节点的周期可以通过参数进行设定。
例如，如图3所示，初始位置配置5条多径。在第8个转换节点处，本发明的模拟器调度配置第一多径1开始衰减，其衰减参数根据配置获取。衰减参数主要包括功率衰减速度，衰减到的目标功率。在第12个转换节点，第六多径6开始出现，其生成参数也通过配置获取，主要包括功率增长速率，增长到的目标功率。当生灭过程结束以后，对应的多径功率将保持最终功率不变。
在完整仿真时间轴范围内，多径可以有多次生灭过程。具体生灭情况依据信道模拟控制模块进行配置。
信道系数生成模块20根据总控模块10给定的多径功率、多径生灭情况以及衰减速率，在转换节点，生成对应的多径瞬时信道系数。其采用的生成方法可以使用基于高斯白噪声的滤波器法，或是基于谐波叠加方法等现有技术。在本时间段内(两个转换节点之间)，如果信道未出现多径，也没有多径衰减情况，则信道系数生成模块20根据总控模块10配置的多径功率，随机生成本时间段内的信道系数。如果本时间段内出现多径生灭，则对出现或衰减的多径，信道系数生成模块20随机生成信道系数的随机变量后，还需要乘以一个指数衰减的变量。该指数衰减的变量由总控模块10给定的衰减速率来确定。从而，保证生灭多径的信道系数逐渐按照预设要求逐渐变化。
最终，信道系数生成模块将根据总控模块10输入的信号序列的采样速率，依照预先配置的满足一定信道时变功率谱分布函数(如典型U型谱)，生成对应采样速率的信道系数序列。通过这种机制，可以保证当信道变化足够快时，信道系数序列也能够精确反应信号序列。
在本发明实施例提供的信道模拟器100中，混合延时插值模块30包括基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器，可以在不改变FIR滤波器系数的情况下支持时延的快速漂移，实现时延小范围变化情况下分数时延插值。当时延取值变化范围较大的情况下，可以通过FIR滤波器系数重载来实现分数时延的插值滤波。该混合方式可以最大限度地降低滤波器的实现复杂度，并支持时延的快速变化。
由于多径时延的连续漂移，在基于TDL结构的多径叠加模型中，不可避免地将会出现多径的到达时间落在接收机信号整数采样点之间。在这种情况下，接收机的采样时间，将落在分数倍时延对应的多径的采样点之间的空白位置。在这种情况下，需要基于整数采样点，对分数空白位置的采样点进行插值，从而计算出这些位置下的采样信号。
理想分数时延插值是满足下式的无限长非滤波器。
其中，
由于理想滤波器的不可实现性，因此实际情况下往往采用近似的逼近方法。逼近方法可以采用时域多项式插值方式，典型代表为拉格朗日插值法。M阶拉格朗日插值法可以获得在M+1个已知点情况下唯一的M阶多项式插值，具有较好的精度。与此同时，拉格朗日插值法实现简单，并很容易同Farrow结构结合扩展支持可变的时延。在本发明的实施例中，上述可变分数时延插值滤波器可以在拉格朗日插值法的基础上，通过进一步扩充实现。下面对此展开进一步的说明。
下式为N阶多项式插值计算分数时延的表达式。首先，信道的抽头时延表达式可得：
y[l]为接收端采样点l(对应采样时刻为Tl)对应的接收信号。其中，n[nl-k]表示接收端采样点Tl时刻，由于信道延时对应nl-k的发送信号。由于相对于发射端的信号产生了时延，因此这里用nl表示为整数时延，μl为分数时延。如下式所示。Tx为采样周期。hc为等效信道响应。并且，采样时刻为Tl满足下式：
Tl＝(nl+μl)Tx (3)
N阶插值滤波器函数可以由M阶多项式表示。离散的系数取值可以按照下式计算，即上式中的分数时延μl的等效信道响应hc可以转换表示为分数时延μl的多项式函数：
其中，Cm(k)为多项式展开系数。
将该式4代入式2，可以得到
即，原始的M+1阶插值滤波器h转换成M+1个N阶的低通滤波器，每个低通滤波器的滤波器系数为Cm(k)，其中k＝0,1…N-1，m＝0,1…M。信号序列x[n]经过Z变换，延时1个周期，经N-1次延时，成为N路信号，并行通过各个滤波器的N阶低通滤波器。然后相累加，得到M+1个滤波器的各自的累加值(滤波器累加值)，然后对0到M个滤波器累加值分别与滤波器系数Cm(k)相乘，得到M+1个乘积值。分数时偏累积变化量控制模块14输出分数时延μ，对分数时延最大M次相乘累加，最终得到接收端采样信号序列y[l]的信号输出。
以上对本发明的工作原理进行了说明，下面结合图2中的电路框图说明本发明实施例中的模拟器电路设计方案。
如图2所示，总控模块10包括星地信道模拟主控模块13和分数时偏累积变化量控制模块14。其中，分数时偏累积变化量控制模块14根据来自星地信道模拟主控模块13的输出信号，来控制分数时延μl的变化。“分数时偏累积变化量”是指针对分数时延μl，在每个分段中，由于卫星位置和终端位置的变化，每条多径分数时延将等于其对应的累积时延(截至前一个路径分段)加上当前分段中新增的时延，由分数时偏累积变化量控制模块14进行控制。
图1中的信道系数生成模块20，包括滤波器系数更新模块50，读写使能模块60以及存储模块80。其中，滤波器系数更新模块50接收来自星地信道模拟主控模块13的输出，根据星地信道模拟主控模块13的输入参数(包含卫星同地面终端的相对位置等信息)来动态计算瞬时信道系数(针对每个抽头)，同时根据瞬时信道系数更新所有滤波器系数Cm(k)并输出给M+1个FIR滤波器。读写使能模块60接收来自时偏累积变化量控制模块14的分数时偏累积变化量信号，其连接关系可以参考图2，并根据该信号，判断当前时偏累积变化量是否存在上越界或下越界。在越界情况下(无论是上越界还是下越界)，读写使能模块60对FIFO 70分别进行读写使能操作；在累积时延不越界情况下，读写使能模块60不进行操作。滤波器系数更新模块50还连接存储模块80，用于从存储模块获得预存的信道抽头历史数据，用于加速瞬时无线信道系数的计算，以及相应的滤波器参数集合取值的计算。
下面结合图1至图3，介绍混合延时插值模块30的具体结构。混合延时插值模块30，是基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的，可变分数时延插值滤波器。如图所示，输入信号x(n)被复制为M+1路第一信号。每一路第一信号经过N-1个Z变换，分别延时1至N-1个***时钟。因此，每一路第一信号均形成N个第二信号(经过延时后的信号)。每一路第一信号形成的第二信号，并行经过N阶低通滤波器(FIR0至FIR M中的一个FIR)。每个低通滤波器的滤波器系数为Cm(k)，由滤波器系数更新模块50控制。滤波器系数更新模块50根据分数时延的值，利用拉格朗日插值法产生滤波器系数的值。因此，通过配置滤波器系数更新模块50，就可以方便地调整低通滤波器的滤波器系数。可变分数时延插值滤波器的滤波器系数是根据拉格朗日插值法和收发端预设的成型滤波器、匹配滤波器系数来生成的。
M+1路第二信号并行通过M+1个FIR滤波器后，得到M+1个第三信号，即表示
信号。每个第三信号再分别与分数时偏累积变化量μ乘累加。分数时偏累积变化量μ经过M个Z变换(延时)，延时M个***时钟，形成M+1个分数时偏累积变化量。这M+1个分数时偏累积变化量分别与前述M+1个第三信号乘累加。通过对分数时延μ最大M次相乘，然后累加，在读写使能模块60的控制下，利用FIFO 70最终完成输出y(l)(可参考式2)。
滤波器系数更新模块50用于生成瞬时信道的滤波器参数，其主要过程包含以下两个部分：
1.基于瞬时的信道状态生成无线信道冲击响应系数，其中该系数包含无线信道空口响应和发射端成型滤波以及接收端匹配滤波的联合信道系数。
hc(τ)＝hT(τ)*hwireless(τ，t)＊hR(τ)
上式中，瞬时总体信道冲激响应应该包含三个部分。分别时发射端成型滤波器响应hT(τ)，无线信道冲激响应hwireless(τ，t)以及接收机匹配滤波器冲激响应。其中无线信道冲激响应是随时间发生变化的，其时变的冲激响应一般符合经典Jakes谱模型生成，这里不作论述。收发设备的滤波器响应为静态冲激响应，可以存储到存储模块80中，用于加速联合信道响应的计算。
2.针对瞬时无线信道系数滤波器参数结合。
根据式3，依照拉格朗日插值方法，基于冲激响应计算滤波器系数集合取值。滤波器系数集的数据包含如下：(M+1)*N组滤波器系数。
其中，N是连续信道系数函数的N个离散采样。M为针对每个离散采样的M个拉格朗日插值系数。这些系数的计算满足一般的拉格朗日插值插值系数的计算方法，这里不作论述。
本发明实施例提供的基于Farrow结构的混合分数插值的FPGA结构，可以针对某条多径执行分数倍采样。下面结合图4介绍本发明实施例提供的信道模拟方法。
第一步：计算多径的当前的瞬时多径时延。
由于存在时延的连续漂移，因此时延累积量是一个连续变化的时延取值。星地信道模拟主控模块13计算当前的瞬时时延的方法(根据卫星轨道位置和地面移动位置计算当前瞬时的时延)，这是现有技术，故不累述。
第二步：根据当前的瞬时多径时延值，计算分数时偏累积变化量。
星地信道模拟主控模块13将当前的瞬时时延变化值，与历史累积的分数时偏累积变化量(分数时偏累积变化量)进行累加得到分数时偏累积变化量。
当分数时偏累积变化量大于或等于预设值时，总控模块10在更新分数时偏累积变化量的同时，根据该分数时偏的值来更新分数时延μ值。当历史累积时延偏移量超过了预设的μ∈(0，1)范围，则出现“时延越界”的情况。此时，星地信道模拟主控模块13会将分数时延累积量减去或加上一个整数周期从而回到μ∈(0，1)的取值范围中。并且，分数时偏累积变化量控制模块14将更新后的结果输出给混合延时插值模块30，并发送控制指令触发读写使能模块60，实现插值序列调整，进而实现
情况下的插值处理。当历史累积时延偏移量小于预设值时，星地信道模拟主控模块13不进行操作，不更新分数时延μ值，则可直接将分数时延值输入到多个混合延时插值模块中，产生时变的分数时延输出。并且，此时不触发读写使能模块60的操作。
第三步：根据更新的分数时偏累积变化量μ，执行插值计算
混合延时插值模块30是farrow结构的插值滤波器。该farrow结构的插值滤波器FPGA设计包含M+1个N阶FIR滤波器。其中M为拉格朗日插值多项式的阶数。如前所述，滤波器系数更新模块50读入基于预设在寄存器(存储模块80)中的参数，计算(M+1)*N组滤波器系数，如下所示。
总控模块10通过将更新的μ送入farrow结构的插值滤波器结构(混合延时插值模块30)中，使混合延时插值模块30基于FIR滤波器组，对输入信号序列进行插值处理。FIR滤波器组并行执行M+1组N阶FIR滤波器，每组滤波器的输出再移位乘μ后累加，最终得到插值滤波器输出的结果。
第四步：将经插值计算后输出的序列，输入FIFO缓存，得到输出信号。
通过读写使能模块60，确定读写FIFO 70的输入输出控制。读写使能模块对FIFO70的控制方法，如图8所示。
在图8中，描述了针对“时延越界”情况下的特殊处理。由于分数时延插值针对的分数时延值需要满足μ∈(0，1)。即插值输出点需要落在插值滤波器中移位寄存器的“中心”区域。因此当出现时分数时延超过1或者小于0的情况下，需要分别触发“下越界”或“上越界”的处理。
当出现下越界时(时延小于0)，此时一方面分数时偏累积变化量控制模块14会执行μ＝1+μ，将分数时延值重新处理到μ∈(0，1)范围中；另一方面读写使能模块60暂停一次从FIFO 70的读取操作，从而将插值位置重新置于滤波器中移位寄存器的“中心”区域。当出现上越界时(时延大于1)，此时一方面分数时偏累积变化量控制模块14会执行μ＝μ-1，将分数时延值重新处理到μ∈(0，1)范围中；另一方面读写使能模块60暂停一次将插值数据写入FIFO 70的操作，从而将插值位置重新置于滤波器中移位寄存器的“中心”区域。
与现有技术相比较，本发明实施例建立了多径生灭建模机制，以及模拟多径生灭过程的信道分段模拟***，还设计了新型完整的基于TDL的多径信道累加架构。该架构区别于传统的基于卷积滤波器的方案，采用可变分数时延插值滤波器结合时延总控模块，以实现对实时可变的信道衰落和时延漂移，以及多径生灭过程的模拟。本发明创造性地将基于Farrow结构的可变分数时延插值滤波器应用在星地信道模型领域，并结合滤波器系数重载机制，计算由于时延漂移带来的信道分数时延采样，从而实现了针对大范围时延快速漂移情况下的动态无线信道的分数时延模拟。
另外，本发明也将基于Farrow结构和滤波器系数重载的可变分数时延插值滤波器应用于信道模拟器设计，并结合基于空间一致性的多径信道分段设计等新方法，以针对卫星通信信道衰落变化快，信道随时间快速漂移，存在多径生灭等星地链路信道模拟器的特殊设计要求。针对时延漂移过大的问题，本发明实施例采用基于收发缓存FIFO的方式，在不改变整体架构的情况下，可以实现针对更大漂移范围的支持。
以上对本发明提供的用于星地通信的信道模拟器及信道模拟方法进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质内容的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。
Claims (10)
1.一种用于星地通信的信道模拟器，其特征在于包括总控模块(10)、信道系数生成模块(20)、多个混合延时插值模块(30)、乘法器(11)和累加器(12)；
所述总控模块(10)连接所述信道系数生成模块(20)，用于向其发出第一控制信号；
所述总控模块(10)还与所述混合延时插值模块(30)连接，用于向其发出第二控制信号；
所述混合延时插值模块(30)将初始信号序列复制成N路后分别同N条多径信道序列相乘，从而得到N个经过信道衰减后的信号序列；在N路基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器中，完成分数倍信号的插值，最后通过累加器实现多路多径信号的混叠。
2.如权利要求1所述的用于星地通信的信道模拟器，其特征在于：
所述可变分数时延插值滤波器，其滤波器系数由滤波器系数更新模块(50)控制，
所述滤波器系数更新模块(50)根据分数时延值，利用拉格朗日插值法产生滤波器系数的值。
3.如权利要求2所述的用于星地通信的信道模拟器，其特征在于：
所述可变分数时延插值滤波器分别与分数时偏累积变化量进行乘累加计算。
4.如权利要求3所述的用于星地通信的信道模拟器，其特征在于：
所述分数时偏累积变化量分别延时1至N-1个***时钟，与所述可变分数时延插值滤波器的输出进行乘累加。
5.如权利要求4所述的用于星地通信的信道模拟器，其特征在于：
当所述分数时偏累积变化量超出预设范围时，所述总控模块(10)将所述分数时偏累积变化量减去或加上一个整数周期从而回到所述预设范围中；并且，将更新后的结果输出给所述混合延时插值模块(30)，发送控制指令触发读写使能模块(60)，实现插值序列调整；
当所述分数时偏累积变化量小于所述预设范围时，所述总控模块(10)直接将所述分数时延值输入到所述多个混合延时插值模块(30)中，产生时变的分数时延输出。
6.一种用于星地通信的信道模拟方法，其特征在于包括以下步骤：
计算星地通信使用的多径的瞬时多径时延值；
根据当前的瞬时多径时延值，计算分数时偏累积变化量；
根据更新的分数时偏累积变化量，执行插值计算；
将经插值计算后输出的序列输入FIFO缓存，得到输出信号。
7.如权利要求6所述的用于星地通信的信道模拟方法，其特征在于：
所述插值计算是由N路基于混合滤波器系数重载的Farrow结构的可变分数时延插值滤波器，完成分数倍信号的插值；
所述可变分数时延插值滤波器的滤波器系数是根据拉格朗日插值法和收发端预设的成型滤波器、匹配滤波器系数生成的。
8.如权利要求7所述的用于星地通信的信道模拟方法，其特征在于：
所述可变分数时延插值滤波器的输出分别与分数时偏累积变化量进行乘累加计算。
9.如权利要求8所述的用于星地通信的信道模拟方法，其特征在于：
所述分数时偏累积变化量分别延时1至N-1个***时钟，与所述可变分数时延插值滤波器的输出进行乘累加。
10.如权利要求6所述的用于星地通信的信道模拟方法，其特征在于：
当所述分数时偏累积变化量超出预设范围时，将所述分数时偏累积变化量减去或加上一个整数周期从而回到所述预设范围中；并且，将更新后的结果输出给所述混合延时插值模块(30)，发送控制指令触发读写使能模块(60)，实现插值序列调整；
当所述分数时偏累积变化量小于所述预设范围时，直接将所述分数时延值输入到所述多个混合延时插值模块(30)中，产生时变的分数时延输出。
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