CN111864918B - 具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输*** - Google Patents

具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输*** Download PDF

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Abstract

一种具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，属于无线电能传输领域。本发明针对传统的补偿拓扑抗偏移能力差的问题。它的逆变电路输出电压经原边补偿拓扑、松耦合变压器及副边补偿拓扑后，再经整流电路提供给负载；将原边补偿拓扑、松耦合变压器和副边补偿拓扑等效为补偿拓扑受控源模型，得到副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系，根据目标比值关系、松耦合变压器的原边线圈自感和副边线圈自感，确定对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗、对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗、对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗，以及对应于补偿电容C4的等效阻抗。本发明能显著提高***的抗偏移能力并实现零相角输入。

Description

具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***
技术领域
本发明涉及具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，属于无线电能传输技术领域。
背景技术
感应式无线电能传输的研究大致可分为逆变电路、补偿结构及松耦合变压器三部分。其主要的研究工作是在谐振式无线电能传输技术被发现后开始的，因此，对感应式无线电能传输领域的研究主要是其在工程中的应用。在谐振式无线电能传输技术被发现后，越来越多的学者注意到无线电能传输的潜力，于是纷纷投入到感应式无线电能传输的研究中。
对无线电能传输技术的研究总体上可以归纳为三大方面，即逆变电路研究、补偿结构研究和松耦合变压器本体研究。其中补偿结构包括原边和副边，分别补偿松耦合变压器原边和副边的漏感。从二十世纪九十年代开始，借鉴谐振变换器设计方法，基于LC串联(Serial)谐振和并联(Parallel)谐振的概念，陆续提出了S/S、S/P、P/S、P/P四种经典的低阶补偿拓扑。
四种经典的低阶补偿拓扑形式简单，但却存在谐振元件的电路灵敏度过高、输入输出增益不可调节(常常需要加后级DC-DC变换器)的缺点。特别是补偿漏感的电压型S/S拓扑，由于感性区过深，因而电路效率较低，故近年的研究热点转向高阶补偿拓扑。传统的补偿拓扑具有一定的抗偏移能力，但是大多数方案或仅能保持恒定的输出功，不具有恒压或者恒流的输出特性；或负载变化范围小；或对于无铁氧体的松耦合变压器，由于其线圈自感不随耦合系数变化或者变化很小，不具有抗偏移能力。
基于此，需要一种具有恒压或者恒流输出特性的抗偏移补偿拓扑PS/SP(PrimarySeries-parallel,Secondary Parallel-series)补偿拓扑，并对其抗偏移能力进行分析研究。
发明内容
针对传统的补偿拓扑抗偏移能力差的问题，本发明提供一种具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***。
本发明的一种具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，包括逆变电路、原边补偿拓扑、松耦合变压器、副边补偿拓扑和整流电路；逆变电路输出电压经原边补偿拓扑、松耦合变压器及副边补偿拓扑后，再经整流电路整流，提供给负载；
所述原边补偿拓扑包括补偿电容C1、补偿电容C2和补偿电感L1；副边补偿拓扑包括补偿电容C3和补偿电容C4；
原边补偿拓扑的正极与负极之间依次连接补偿电感L1和补偿电容C1，补偿电感L1与松耦合变压器原边同名端之间连接补偿电容C2，松耦合变压器原边另一端连接原边补偿拓扑的负极；
松耦合变压器副边同名端连接补偿电容C3的一端，补偿电容C3的另一端作为副边补偿拓扑输出电压的正极，松耦合变压器副边另一端作为副边补偿拓扑输出电压的负极，补偿电容C4连接在副边补偿拓扑输出电压的正极和负极之间；
将原边补偿拓扑、松耦合变压器和副边补偿拓扑等效为补偿拓扑受控源模型，根据补偿拓扑受控源模型得到副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系，根据目标比值关系、松耦合变压器的原边线圈自感和副边线圈自感，确定对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗、对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗、对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗，以及对应于补偿电容C4的等效阻抗。
根据本发明的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，再根据补偿拓扑受控源模型，得到传输***输入阻抗表达式；
根据对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗和对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗目标需求，获得对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗。
根据本发明的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系G为：
式中k为松耦合变压器的耦合系数，RE为负载阻抗，uab为副边补偿拓扑输出电压，uAB为原边补偿拓扑输入电压；F1和F2为中间变量；Z1为对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗，Z2为对应于原边线圈自感LP与补偿电容C2的等效阻抗，Z3为对应于副边线圈自感LS与补偿电容C3的等效阻抗，Z4为对应于补偿电容C4的等效阻抗，ZM为对应于原边线圈自感LP与副边线圈自感LS的等效阻抗。
根据本发明的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，
为实现负载范围内的抗偏移目标，使副边补偿拓扑输出电压与负载无关，使F1为零，F2对耦合系数k的偏导为零：
由于ZM与耦合系数k是是等比例函数，则公式(2)等价于公式(3)：
求解公式(3)得到公式(4)：
式中ZM0为确定参数时的原副边互感；
令对应于ZM0的耦合系数k＝k0，则：
将公式(4)代入公式(1)得到：
根据公式(5)计算获得等效阻抗Z1、Z2、Z3和Z4，进而确定补偿电容C2、补偿电容C3以及补偿电容C4的取值。
根据本发明的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，
根据补偿拓扑受控源模型，得到传输***输入阻抗Zin：
当耦合系数k等于k0时，将公式(4)代入公式(6)，得到公式(7)：
当Z1＝-2Z2时，Zin＝Z2*RE/Z3，结合公式(4)，确定Z2和Z3的虚部符号性同，传输***输入阻抗Zin呈阻性；
将公式(4)和公式(7)代入公式(6)，得到公式(8)：
根据本发明的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，
根据公式(8)进行判断，
当Z2和Z3呈感性时，若ZM>ZM0，则Zin呈容性；若ZM<ZM0，则Zin呈感性；
当Z2和Z3呈容性时，若ZM>ZM0，则Zin呈感性；若ZM<ZM0，则Zin呈容性。
根据本发明的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，
选择Z2和Z3呈感性，为了实现***软开关，设计Z1中补偿电感L1与补偿电容C1的数值，并引入三次谐波；所述三次谐波的数值大小由额定负载时的阻值和最大耦合系数决定，令：
式中Z13是三次谐波输入阻抗；当L1与C1对应的等效阻抗Z1确定时，通过改变L1与C1的值改变Z13，从而改变逆变电路输出的三次谐波电流值，三次谐波电流与基波电流叠加实现软开关。
本发明的有益效果：本发明提出一种具有强抗偏移能力的感应式无线电能***拓扑结构，该结构能显著提高IPT***的抗偏移能力并实现零相角输入。经实验验证，该拓扑可在易产生频繁磁结构偏移的场合稳定输出电压，并控制输入阻抗相角，帮助实现ZVS(Zero-voltage switching，零电压开通)，减少开关损耗，提高***效率，同时对器件选取具有较高的容忍度。
附图说明
图1是本发明所述具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***的电路图；图中Uin是电源电压；
图2是对图1中原边补偿拓扑、松耦合变压器和副边补偿拓进行等效变换，得到的补偿拓扑受控源模型；
图3是***输入阻抗角θin在不同条件下随负载阻抗RE变化的曲线图，此时Z2和Z3呈容性；
图4是***输入阻抗角θin在不同条件下随负载阻抗RE变化的曲线图，此时Z2和Z3呈感性；
图5是基波和三次谐波叠加示意图；图中t表示时间，T表示电压周期，I表示电流，Iin表示原边补偿拓扑的输入电流，即逆变电路的输出电流；
图6是副边补偿拓扑输出电压与松耦合变压器的耦合系数及负载R的关系曲线图；
图7是***输入阻抗角与松耦合变压器的耦合系数及负载R的关系曲线图；；
图8是副边补偿拓扑输出电压比对补偿电容C2的敏感度曲线；
图9是副边补偿拓扑输出电压比对补偿电容C3的的敏感度曲线；
图10是副边补偿拓扑输出电压比对补偿电容C4的的敏感度曲线；
图11是IPT(电压型感应电能传输)***输出电压与松耦合变压器耦合系数变化实验结果图；
图12是IPT***效率随耦合系数变化实验结果图；
图13是IPT***效率随负载变化实验结果图；
图14是IPT***输出电压随负载变化实验结果图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1和图2所示，本发明提供了一种具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，包括逆变电路、原边补偿拓扑、松耦合变压器、副边补偿拓扑和整流电路；
逆变电路输出电压经原边补偿拓扑、松耦合变压器及副边补偿拓扑后，再经整流电路整流，提供给负载；
所述原边补偿拓扑包括补偿电容C1、补偿电容C2和补偿电感L1；副边补偿拓扑包括补偿电容C3和补偿电容C4；
原边补偿拓扑的正极与负极之间依次连接补偿电感L1和补偿电容C1，补偿电感L1与松耦合变压器原边同名端之间连接补偿电容C2，松耦合变压器原边另一端连接原边补偿拓扑的负极；
松耦合变压器副边同名端连接补偿电容C3的一端，补偿电容C3的另一端作为副边补偿拓扑输出电压的正极，松耦合变压器副边另一端作为副边补偿拓扑输出电压的负极，补偿电容C4连接在副边补偿拓扑输出电压的正极和负极之间；
将原边补偿拓扑、松耦合变压器和副边补偿拓扑等效为补偿拓扑受控源模型，根据补偿拓扑受控源模型得到副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系，根据目标比值关系、松耦合变压器的原边线圈自感和副边线圈自感，确定对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗、对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗、对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗，以及对应于补偿电容C4的等效阻抗。
图1中，Q1和Q2是逆变电路中的两个开关管，C5和C6是逆变电路中的两个电容；D1至D4是构成整流电路的四个整流二极管，LF和CF分别是滤波电容和电感，RL是负载。为了便于分析***输出特性，将松耦合变压器用受控源等效，等效补偿拓扑如图2所示，其中RE＝8RL/π2。
图2中，I1为原边补偿拓扑电流，I2为副边补偿拓扑电流，up为原边线圈端电压，us为副边线圈端电压。
进一步，结合图1和图2所示，本实施方式再根据补偿拓扑受控源模型，得到传输***输入阻抗表达式；
根据对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗和对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗目标需求，获得对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗。
再进一步，副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系G为：
式中k为松耦合变压器的耦合系数，RE为负载阻抗，uab为副边补偿拓扑输出电压，uAB为原边补偿拓扑输入电压；F1和F2为中间变量；Z1为对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗，Z2为对应于原边线圈自感LP与补偿电容C2的等效阻抗，Z3为对应于副边线圈自感LS与补偿电容C3的等效阻抗，Z4为对应于补偿电容C4的等效阻抗，ZM为对应于原边线圈自感LP与副边线圈自感LS的等效阻抗。
本实施方式中，为了简化计算，不考虑寄生电阻的影响，将副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值用公式(1)表示。其中F1是虚数，F2是实数。若要实现负载范围内的抗偏移目标，即输出电压与负载无关，需进行以下设定：
再进一步，为实现负载范围内的抗偏移目标，使副边补偿拓扑输出电压与负载无关，使F1为零，F2对耦合系数k的偏导为零：
由于ZM与耦合系数k是是等比例函数，则公式(2)等价于公式(3)：
求解公式(3)得到公式(4)：
式中ZM0为确定参数时的原副边互感；
令对应于ZM0的耦合系数k＝k0，则：
将公式(4)代入公式(1)得到：
根据公式(5)计算获得等效阻抗Z1、Z2、Z3和Z4，进而确定补偿电容C2、补偿电容C3以及补偿电容C4的取值。
下面对补偿拓扑输入阻抗角分析及软开关实现进行详细的说明：
再进一步，根据补偿拓扑受控源模型，得到传输***输入阻抗Zin：
当耦合系数k等于k0时，将公式(4)代入公式(6)，得到公式(7)：
当Z1＝-2Z2时，Zin＝Z2*RE/Z3，结合公式(4)，确定Z2和Z3的虚部符号性同，传输***输入阻抗Zin呈阻性；
将公式(4)和公式(7)代入公式(6)，得到公式(8)：
再进一步，结合图3和图4所示，根据公式(8)进行判断，
当Z2和Z3呈感性时，若ZM>ZM0，则Zin呈容性；若ZM<ZM0，则Zin呈感性；
当Z2和Z3呈容性时，若ZM>ZM0，则Zin呈感性；若ZM<ZM0，则Zin呈容性。
再进一步，结合图3和图4所示，选择Z2和Z3呈感性，当ZM>ZM0时，软开关无法实现，***损耗会比较大。为了实现***软开关，设计Z1中补偿电感L1与补偿电容C1的数值，并引入三次谐波帮助实现软开关；所述三次谐波的数值大小由额定负载时的阻值和最大耦合系数决定，令：
式中Z13是三次谐波输入阻抗；当L1与C1对应的等效阻抗Z1确定时，通过改变L1与C1的值改变Z13，从而改变逆变电路输出的三次谐波电流值，三次谐波电流与基波电流叠加实现软开关。
当***输入阻抗角θin<0时，全桥和半桥逆变器可能会丢失ZVS。为了保持ZVS的特性，利用由方波电压产生的三次谐波。
图5是基波和三次谐波的叠加示意图。即使***的输入阻抗是弱电容性的，也可以实现ZVS。但是，当三次谐波很大时，***的损耗会增加。另外，考虑到输出电压的波动和***的带载容量，***的额定负载设置为RE0，因为此时***抗偏移能力比较强，且在该点阻抗角最小，因此设置为RE0。
下面通过仿真试验说明本发明的效果：
根据表1内仿真电路参数，对PS/SP进行仿真，得到图6输出电压曲线与图7***输入阻抗角曲线，由两关系曲线，可以看出，PS/SP***具有一定的抗偏移能力与调节输入阻抗角的功能。
表1
表中f表示频率。
下面对电容的选取对***输出输入电压比的影响进行分析，由式(5)可以得出，C1的选取只影响***整体的阻抗角，并不影响***输出输入电压比G(k，RE)，因此接下来对C2，C3，C4选取时，由于元器件的数值偏差所引起的对输入输出电压比G(k，RE)影响进行分析。
由式(1)可以得知，C2，C3，C4的选值误差分别只影响系数中的Z2，Z3，Z4，因此G(k，RE)分别对Z2，Z3，Z4求导，可得式(5-1)、(5-2)和(5-3)。
将式(4)代入式(5-1)、(5-2)、(5-3)，并令k＝k0，即ZM＝ZM0时得式(5-4)、(5-5)和(5-6)。
由式(5-4)、(5-5)和(5-6)可以看出，G关于Z2，Z3，Z4在k＝k0的导数极小，说明当C2，C3，C4变化时，***输出输入电压比G(k，RE)变化极小，因此该***较为稳定，且同时在选件时可以选取适当精确度的电容元器件，可节约成本。此外，由式(4)可知，ZM0和Z2、Z3的虚部符号性相同，和Z4的虚部符号性相反，因此由式(5-4)、(5-5)、(5-6)可知，在k＝k0，即ZM＝ZM0时，G(k0，RE)和Z2正相关，和Z3负相关，不随Z4变化，即G(k0，RE)和C2负相关，和C3正相关，不随C4变化。
通过Matlab对上述结论进行仿真验证，取1％、2％误差值，分别改变C2，C3，C4的值，观察k＝k0时的G(k，RE)的值随C2，C3，C4值的改变的变化情况，如图8、9、10所示，k＝k0时，G(k，RE)的值与C2负相关，和C3正相关，不随C4变化，且***整体输出曲线随电容变化幅度较小，可以认为***整体具有较好的容错率，在实际元件选取时具有一定的余量，可节约成本。
为验证PS/SP***在抗偏移能力与调节零相角方面的优越性，通过改变耦合线圈位置造成耦合系数变化，并改变***负载，验证该***在不同负载条件下的运行情况。采用表2中的参数：
表2
由图11至图14分别为IPT***输出电压与***效率随耦合系数与负载变化的曲线，其中，***最大输出功率254W，最大效率94.41％，评价***输出稳定性时常使用电压波动率(VFR)，如公式6-1所示，该***电压波动率在阻抗为300欧时仅为0.105，即使在重载条件下(阻抗为30欧)电压波动率也只为0.034。
式中UO-max为***输出电压最大值，UO-min为***输出电压最小值。
实验结果表明，输出电压波动率根据负载选取在0.0105到0.034之间，对于不大于0.034的电压波动率，绝大多数应用场合中都是可以容忍的，而且该***最大效率达到了94.4％，即使在10倍标称阻抗条件下，效率也可达到90.9％，本实验耦合系数变化范围在0.24-0.42间，此时耦合器原副边线圈已由正对位置偏移到半偏位置(偏移距离为线圈尺寸的一半)，可以包括大多数偏移情况。
综上所述，本发明提出PS/SP拓扑结构具有优秀的抗偏移能力。在给定的偏移范围内，电压波动率与效率都在预设范围内。在实际应用中，即使出现较大偏移也可以稳定在高效率，低电压波动率的性能下运行。该拓扑结构有望在将来的IPT***中取得广泛的应用。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例中。

Claims (7)

1.一种具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，包括逆变电路、原边补偿拓扑、松耦合变压器、副边补偿拓扑和整流电路；
逆变电路输出电压经原边补偿拓扑、松耦合变压器及副边补偿拓扑后，再经整流电路整流，提供给负载；
所述原边补偿拓扑包括补偿电容C1、补偿电容C2和补偿电感L1；副边补偿拓扑包括补偿电容C3和补偿电容C4；
原边补偿拓扑的正极与负极之间依次连接补偿电感L1和补偿电容C1，补偿电感L1与松耦合变压器原边同名端之间连接补偿电容C2，松耦合变压器原边另一端连接原边补偿拓扑的负极；
松耦合变压器副边同名端连接补偿电容C3的一端，补偿电容C3的另一端作为副边补偿拓扑输出电压的正极，松耦合变压器副边另一端作为副边补偿拓扑输出电压的负极，补偿电容C4连接在副边补偿拓扑输出电压的正极和负极之间；
将原边补偿拓扑、松耦合变压器和副边补偿拓扑等效为补偿拓扑受控源模型，根据补偿拓扑受控源模型得到副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系，根据目标比值关系、松耦合变压器的原边线圈自感和副边线圈自感，确定对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗、对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗、对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗，以及对应于补偿电容C4的等效阻抗。
2.根据权利要求1所述的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，再根据补偿拓扑受控源模型，得到传输***输入阻抗表达式；
根据对应于原边线圈自感与补偿电容C2的等效阻抗和对应于副边线圈自感与补偿电容C3的等效阻抗目标需求，获得对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗。
3.根据权利要求2所述的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，
副边补偿拓扑输出电压与原边补偿拓扑输入电压的比值关系G为：
式中k为松耦合变压器的耦合系数，RE为负载阻抗，uab为副边补偿拓扑输出电压，uAB为原边补偿拓扑输入电压；F1和F2为中间变量；Z1为对应于补偿电感L1与补偿电容C1的等效阻抗，Z2为对应于原边线圈自感LP与补偿电容C2的等效阻抗，Z3为对应于副边线圈自感LS与补偿电容C3的等效阻抗，Z4为对应于补偿电容C4的等效阻抗，ZM为对应于原边线圈自感LP与副边线圈自感LS的等效阻抗。
4.根据权利要求3所述的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，
为实现负载范围内的抗偏移目标，使副边补偿拓扑输出电压与负载无关，使F1为零，F2对耦合系数k的偏导为零：
由于ZM与耦合系数k是是等比例函数，则公式(2)等价于公式(3)：
求解公式(3)得到公式(4)：
式中ZM0为确定参数时的原副边互感；
令对应于ZM0的耦合系数k＝k0，则：
将公式(4)代入公式(1)得到：
根据公式(5)计算获得等效阻抗Z1、Z2、Z3和Z4，进而确定补偿电容C2、补偿电容C3以及补偿电容C4的取值。
5.根据权利要求4所述的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，
根据补偿拓扑受控源模型，得到传输***输入阻抗Zin：
当耦合系数k等于k0时，将公式(4)代入公式(6)，得到公式(7)：
当Z1＝-2Z2时，Zin＝Z2*RE/Z3，结合公式(4)，确定Z2和Z3的虚部符号性同，传输***输入阻抗Zin呈阻性；
将公式(4)和公式(7)代入公式(6)，得到公式(8)：
。
6.根据权利要求5所述的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，
根据公式(8)进行判断，
当Z2和Z3呈感性时，若ZM>ZM0，则Zin呈容性；若ZM<ZM0，则Zin呈感性；
当Z2和Z3呈容性时，若ZM>ZM0，则Zin呈感性；若ZM<ZM0，则Zin呈容性。
7.根据权利要求6所述的具有强抗偏移能力的感应式无线电能传输***，其特征在于，
选择Z2和Z3呈感性，为了实现***软开关，设计Z1中补偿电感L1与补偿电容C1的数值，并引入三次谐波；所述三次谐波的数值大小由额定负载时的阻值和最大耦合系数决定，令：
式中Z13是三次谐波输入阻抗；当L1与C1对应的等效阻抗Z1确定时，通过改变L1与C1的值改变Z13，从而改变逆变电路输出的三次谐波电流值，三次谐波电流与基波电流叠加实现软开关。
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