CN111857229B - 一种带保护电路的动态零点补偿电路及其线性稳压电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带保护电路的动态零点补偿电路及其线性稳压电路，动态零点补偿电路包括：电流检测电路、由第一NMOS管和第二NMOS管构成的NMOS电流镜、可变电压产生PMOS管、MOS可变电阻、限流电阻、二极管有源器件和补偿电容。本发明能够可靠的保护线性稳压器避免由于动态零点随负载动态变化偏移时导致的环路不稳定的问题，结构简单，电路面积较小，实现的成本较低但功能可靠。

Description

一种带保护电路的动态零点补偿电路及其线性稳压电路

技术领域

本发明涉及线性稳压器相关的集成电路领域，具体涉及一种带保护电路的动态零点补偿电路及其线性稳压电路。

背景技术

在线性稳压电路设计中，反馈环路稳定性的设计是至关重要的。零点补偿是一种常用的环路补偿方法，通过设置零点的位置于环路次主极点附近来抵消次主极点对环路稳定性的不利影响，从而使反馈环路得到一定的相位裕度，使环路稳定。在线性稳压电路中，由于负载电流变化的范围很大，一般会有至少3个数量级的变化，线性稳压器的输出电阻一般与负载电流成反比，所以线性稳压器的次主极点也同样会有至少3个数量级的变化。固定零点的补偿方法通常不能满足所有负载情况下的稳定性要求，所以跟随负载电流变化的动态零点的补偿方式被普遍使用。目前使用最多的动态零点补偿方法是使用固定电容串联可变电阻的方法实现的，可变电阻一般用MOS电阻实现。MOS电阻因为与电容串联所以稳态时没有静态偏置电流，MOS电阻在稳态时工作在深线性区，其电阻与其栅源电压与阈值电压的差(Vgs-Vth)成反比。通过电路实现(Vgs-Vth)与线性稳压器的负载电流的平方成正比，这样的话补偿零点的位置就随着负载电流的增大而增大，随着负载电流的减小而减小。

目前已有的动态零点补偿电路虽然能在稳态很好的补偿环路稳定性，但当负载动态变化的时候，比如负载电流突然增大时，补偿电容会有放电的电流，MOS电阻同样也会有电流所以它并不能保证工作在线性区，当MOS电阻工作在饱和区的时候其输出电阻会显著增大使零点的位置远远偏离目标，从而破坏线性稳压器的环路稳定性，并使线性稳压器进入震荡状态无法退出。因此，目前亟需一种保护电路，保证MOS电阻不能进入饱和区并且在线性稳压器负载变化的时候尽可能的保证MOS电阻的电阻值的偏离在可以接受的范围内。

发明内容

针对现有技术中存在的缺陷，本发明的目的在于提供一种带保护电路的动态零点补偿电路及其线性稳压电路，能够可靠的保护线性稳压器避免由于动态零点随负载动态变化偏移时导致的环路不稳定的问题。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种带保护电路的动态零点补偿电路，包括：电流检测电路、由第一NMOS管和第二NMOS管构成的NMOS电流镜、可变电压产生PMOS管、MOS可变电阻、限流电阻、二极管有源器件和补偿电容；

所述电流检测电路的输出端连接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的栅极和所述电流检测电路的输出端连接，所述第一NMOS管的源极接地；所述第二NMOS管的漏极连接所述可变电压产生POMS管的漏极，源极接地；所述可变电压产生PMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的漏极和所述MOS可变电阻的栅极连接，源极连接所述电源；所述MOS可变电阻的栅极连接所述可变电压产生PMOS管的栅极，漏极连接所述限流电阻的上端和所述二极管有源器件的负极，源极连接所述电源，所述二极管有源器件的正极连接所述电源，所述限流电阻的下端连接所述补偿电容的上端，所述补偿电容的下端连接主电压反馈环路中的误差放大器的输出端；

所述电流检测电路用于输出按照镜像比例生成的所述负载电流的镜像电流。

进一步，如上所述的一种带保护电路的动态零点补偿电路，所述二极管有源器件为肖特基二极管。

进一步，如上所述的一种带保护电路的动态零点补偿电路，所述二极管有源器件为二极管PMOS。

进一步，如上所述的一种带保护电路的动态零点补偿电路，所述MOS可变电阻为PMOS或者NMOS。

本发明实施例中还提供了一种线性稳压电路，包括：主电压反馈环路和带保护电路的动态零点补偿电路；

所述主电压反馈环路包括：误差放大器、输出PMOS管、第一分压电阻、第二分压电阻以及输出节点；

所述误差放大器的正输入端连接所述第一分压电阻的下端和所述第二分压电阻的上端，负输入端连接参考电压，输出端连接所述输出PMOS管的栅极处的节点B；所述输出PMOS管的源极连接电源，漏极连接所述输出节点；所述第一分压电阻的上端连接所述输出节点；所述第二分压电阻的下端接地；所述输出节点连接片外的负载电流和负载电容；

所述动态零点补偿电路包括：电流检测电路、由第一NMOS管和第二NMOS管构成的NMOS电流镜、可变电压产生PMOS管、MOS可变电阻、限流电阻、二极管有源器件和补偿电容；

所述电流检测电路的输出端连接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的栅极和所述电流检测电路的输出端连接，所述第一NMOS管的源极接地；所述第二NMOS管的漏极连接所述可变电压产生POMS管的漏极，源极接地；所述可变电压产生PMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的漏极和所述MOS可变电阻的栅极连接，源极连接所述电源；所述MOS可变电阻的栅极连接所述可变电压产生PMOS管的栅极，漏极连接所述限流电阻的上端和所述二极管有源器件的负极，源极连接所述电源，所述二极管有源器件的正极连接所述电源，所述限流电阻的下端连接所述补偿电容的上端处的节点A，所述补偿电容的下端连接所述误差放大器的输出端和所述输出PMOS管的栅极处的节点B；

所述节电A为所述补偿电容的上端与所述限流电阻的下端相连接的节点；所述节点B为所述补偿电容的下端与所述输出PMOS管的栅极以及所述误差放大器的输出端相连接的节点。

进一步，如上所述的一种线性稳压电路，在所述主电压反馈环路的作用下，所述输出节点的电压值V为：

V＝Vref/R2*(R1+R2)，

其中，Vref为所述参考电压的电压值，R1为所述第一分压电阻的电阻值，R2为所述第二分压电阻的电阻值。

进一步，如上所述的一种线性稳压电路，所述二极管有源器件为肖特基二极管。

进一步，如上所述的一种线性稳压电路，所述二极管有源器件为二极管PMOS。

进一步，如上所述的一种线性稳压电路，所述二极管有源器件为具有二极管功能的低阈值电压PMOS管或三极管。

进一步，如上所述的一种线性稳压电路，所述MOS可变电阻为PMOS或者NMOS。

本发明的有益效果在于：本发明结构简单，电路面积较小，并能可靠的保护线性稳压器，能够有效避免线性稳压器在负载突然变大情况下，由于反馈环路零点位置发生过大的变化而引发的环路震荡。

附图说明

图1为本发明实施例中提供的现有的线性稳压器中的动态零点补偿电路的电路图；

图2为本发明实施例中提供的一种线性稳压器的电路图；

图3为图2中的二极管有源器件D_clamp的实现示例图；

图4为本发明实施例中提供的动态零点补偿电路的电压电流曲线图。

具体实施方式

下面结合说明书附图与具体实施方式对本发明做进一步的详细说明。

如图1所示，现有的线性稳压器中的动态零点补偿电路，包括：NMOS电流镜、PMOS管Rcomp和Mctl，以及电容Ccomp，Rcomp栅极控制电压产生电路，负载电流通过输出电流镜像电路按照镜像比例K生成负载电流的镜相电流K*Iload。通过NMOS电流镜，负载电流的镜像电流通过PMOS管Mctl产生MOS可变电路Rcomp的栅极控制电压VGS。该VGS电压的绝对值与负载电流的平方成正比。Rcomp的电阻值与VGS的绝对值成反比。补偿零点的位置为Zcomp＝1/(Rcomp*Ccomp)。其中，节点A代表动态零点补偿电容Ccomp的上端与动态零点补偿MOS可变电阻Rcomp漏极相连接的节点。节点B代表动态零点补偿电容Ccomp下端与输出PMOS的栅极以及误差放大器EA输出相连接的节点。该电路的问题在于：

当负载电流突然变大时，Vout电压会下降。线性稳压器的电压反馈环路会使节点B的电压快速下降来提高输出PMOS的驱动能力，使Vout上升并恢复到目标电压。由于电容Ccomp两端的电压不能突变，所以节点A的电压也快速下降。Rcomp源漏之间开始出现电流给节点A充电使其恢复至电源电压，Rcomp两端出现电压差，当Rcomp的源漏电压大于栅源电压与阈值电压的差时(VDS>VGS-Vth)，Rcomp脱离线性区进入饱和区，Rcomp的电阻值会显著上升。此时由Rcomp和Ccomp决定的零点位置的频率就会显著降低，零点位置远离次主极点，线性稳压器的环路的相位裕度显著下降，环路稳定性被破坏从而发生环路震荡的现象并保持震荡状态不能退出。

为了解决上述现有线性稳压器中的动态零点补偿电路出现的问题，如图2所示，本发明提出一种线性稳压电路，包括：主电压反馈环路和带保护电路的动态零点补偿电路；

主电压反馈环路包括：误差放大器EA、输出PMOS管、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2以及输出节点Vout；

误差放大器EA的正输入端连接第一分压电阻R1的下端和第二分压电阻R2的上端，负输入端连接参考电压Vref，输出端连接输出PMOS管的栅极处的节点B；输出PMOS管的源极连接电源，漏极连接输出节点Vout；第一分压电阻R1的上端连接输出节点Vout；第二分压电阻R2的下端接地；输出节点Vout连接片外的负载电流Iload和负载电容Cload，用于为它们提供电流和电压。

在主电压反馈环路的作用下，输出节点Vout的电压为Vref/R2*(R1+R2)，其中，Vref为参考电压Vref的电压值，R1为第一分压电阻的电阻值，R2为第二分压电阻的电阻值。

动态零点补偿电路包括：电流检测电路、由第一NMOS管M1和第二NMOS管M2构成的NMOS电流镜、可变电压产生PMOS管Mctl、MOS可变电阻Rcomp、限流电阻Rlimit、二极管有源器件D_clamp和补偿电容Ccomp；

电流检测电路的输出端连接第一NMOS管M1的漏极，用于输出按照镜像比例K生成的负载电流的镜像电流Isense＝K*Iload，Iload为负载电流的电流值。

第一NMOS管M1的栅极与漏极短接并分别与第二NMOS管M2的栅极和电流检测电路的输出端连接，第一NMOS管M1的源极接地；第二NMOS管M2的漏极连接可变电压产生POMS管Mctl的漏极，源极接地；

可变电压产生PMOS管Mctl的栅极与漏极短接并分别与第二NMOS管M2的漏极和MOS可变电阻Rcomp的栅极连接，源极连接电源；

MOS可变电阻Rcomp的栅极连接可变电压产生PMOS管Mctl的栅极，漏极连接限流电阻Rlimit的上端和二极管有源器件D_clamp的负极，源极连接电源，二极管有源器件D_clamp的正极连接电源，限流电阻Rlimit的下端连接补偿电容Ccomp的上端处的节点A，补偿电容Ccomp的下端连接误差放大器EA的输出端和输出PMOS管的栅极处的节点B。

节电A为补偿电容Ccomp的上端与限流电阻Rlimit的下端相连接的节点；节点B为补偿电容Ccomp的下端与输出PMOS管的栅极以及误差放大器EA的输出端相连接的节点。

工作原理如下：

当负载电流Iload突然变大时，Vout电压会下降。节点A随着节点B的电压下降而下降，MOS电阻Rcomp有电流出现给节点A充电。此时因为Rlimit串联在电流通路上，所以电流通路的电阻上升，此电流通路上的电流下降，同时Rlimit本身会有压降，MOS电阻Rcomp源漏两端的电压差会下降。当MOS电阻Rcomp的漏源电压超过二极管有源器件D_clamp的阈值电压时，二极管有源器件D_clamp开启，MOS电阻Rcomp的漏源电压就被钳位在D_clamp的开启电压Vth_d，同时电流也被限制到Vth_d/Rcomp不能继续增大，大于Vth_d/Rcomp的电流会分流到D_clamp的电流通路上。D_clamp不仅限制了MOS电阻Rcomp的漏源电压保护其不进入深饱和区，而且它还在负载变化的瞬态过程中提供了一个低阻抗的通路并联到Rcomp上，从而保证零点补偿的频率不会因为Rcomp的电阻变大而变得过低，从而导致线性稳压器环路不稳定。

图2中的二极管有源器件D_clamp有很多种实现方法，本实施例中列举了两种实现方法，如图3所示。

(1)用肖特基二极管实现二极管有源器件。肖特基二极管优点是具有很低的开启电压，通常在300mV左右，并有很小的导通电阻，能够可靠的限制MOS电阻Rcomp的漏源电压使其工作在线性区。其有电流通过时，瞬时的低并联电阻能够保护组成零点的串联电阻不会在负载变化的瞬时状态中从低阻突变成高阻，从而使环路不稳定。但是肖特基二极管也有缺点，通常其在高温，ff工艺角的条件下，自身的反向漏电比较大，关断电阻相对较低。这个缺点会严重影响动态零点补偿的频率变化范围。

(2)用栅漏短接的PMOS即二极管PMOS实现二极管有源器件，其宽长比要远大于MOS电阻Rcomp的宽长比。虽然用这种实现方式，MOS电阻的Rcomp的漏源电压的钳位电压会大于用肖特基二极管的方法，其保护MOS电阻Rcomp远离饱和区的效果不如肖特基二极管的方法，但是由于宽长比很大，在其瞬态导通有电流流过的时候，二极管PMOS仍然能提供低电阻通路，从而保护零点的位置不会因为串联电阻的突然变大而变得很低频。而且PMOS在关断的时候，即使在高温，ff工艺角的情况下也能有很高的电阻，从而不会影响动态零点补偿电路的效果和补偿范围。

二极管有源器件的实现方法，除了上面列举的肖特基二极管、大尺寸栅漏短接的PMOS管以外，还包括低阈值电压PMOS管，三极管等可以实现二极管功能的有源器件。在电路的实现形式上，除了所述使用PMOS实现MOS电阻和保护电路以外还可以使用NMOS器件实现MOS电阻和保护电路。

图4为MOS电阻Rcomp的I-V示意图。横坐标为MOS电阻Rcomp的漏源电压Vds_Rcomp。纵坐标为通过MOS电阻Rcomp的电流Ids_Rcomp。曲线为给定MOS电阻Rcomp的栅源电压Vgs的条件下，Ids_Rcomp对应Vds_Rcomp的曲线。

工作点A是Rcomp稳态时的工作点。此时Rcomp的电流为0，漏源电压也为零。Rcomp工作在深线性区其输出电阻就是曲线在工作点A的斜率的倒数。

工作点B是在负载突然变大的瞬态过程中且动态零点补偿电路没有保护电路时，Rcomp的工作点。此时节点A随着节点B电压下降而下降，有电流通过Rcomp给节点A充电，因为Rcomp有电流通过所以Rcomp的漏源极产生压差。当压差大的时候，比如漏源电压大于栅源电压与阈值电压的差时，Rcomp就会脱离线性区而进入饱和区。MOS器件饱和区的电阻远大于线性区。从图中可见工作点B斜率的倒数远远大于工作点A斜率的倒数。所以B点电阻远远大于A点电阻。此时线性稳压器零点位置已经远远偏离设计值，其环路不稳定且极易震荡。

工作点C是在负载突然变大的瞬态过程中且动态零点补偿电路有保护电路，保护电路的二极管有源器件D_clamp是用肖特基二极管实现时，Rcomp的工作点。肖特基二极管把Rcomp的漏源电压钳位在了比较低的电压，同时限流电阻Rlimit和肖特基二极管D_clamp减小了通过Rcomp的电流，此时Rcomp的工作点就在C这个位置，C点的斜率与A点的斜率接近，所以其电阻与稳态时相差不大，从而保证了零点的位置和环路稳定性相比于工作点A没有很大的偏离。

工作点D是在负载突然变大的瞬态过程中且动态零点补偿电路有保护电路，保护电路的二极管有源器件D_clamp是用大尺寸栅漏短接的PMOS即二极管PMOS实现时，Rcomp的工作点。二极管PMOS把Rcomp的漏源电压钳位在了比肖特基二极管高一些的电压且比肖特基二极管的方案更靠近饱和区，但是限流电阻Rlimit和PMOS二极管D_clamp减小了通过Rcomp的电流，此时Rcomp的工作点就在D这个位置，D点的斜率与A点的斜率相比有一定的减小，但是差值不大，零点位置有偏移但是没有偏移到使环路不稳定的程度，所以就保证零点的位置和环路稳定性相比于工作点A没有很大的偏离的作用而言，也是足够的。

从图4中I-V曲线的工作点A，B，C，D的位置可以看出：

不加保护电路时，在负载突然变大的瞬态过程中，动态零点补偿电路的可变电阻Rcomp的电阻值(工作点B)比静态时Rcomp的电阻值(工作点A)大很多，所以零点位置有很大的变化且环路易于不稳定。当加入动态零点补偿电路以后，无论是肖特基二极管的方案(工作点C)还是大尺寸栅漏短接PMOS的方案(工作点D)，在负载突然变大的瞬态过程中，动态零点补偿电路的可变电阻Rcomp的电阻值(工作点C和D)与静态时Rcomp的电阻值(工作点A)相近，所以零点位置变化很小且环路可以保持稳定状态。由此可见，动态零点补偿保护电路用较少的器件，较小的面积，较低的成本实现了功能可靠的保护线性稳压器避免由于动态零点随负载动态变化而偏移时导致的环路不稳定的问题。

本发明采用简单的电阻限流，二极管限压电阻对动态零点补偿电流进行保护使其避免在瞬态变化中进入不稳定的震荡状态。通过简单的电路实现了保护的目的，面积代价最小，电路的可靠性更高。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其同等技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种带保护电路的动态零点补偿电路，其特征在于，包括：电流检测电路、由第一NMOS管和第二NMOS管构成的NMOS电流镜、可变电压产生PMOS管、MOS可变电阻、限流电阻、二极管有源器件和补偿电容；

所述电流检测电路的输出端连接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的栅极和所述电流检测电路的输出端连接，所述第一NMOS管的源极接地；所述第二NMOS管的漏极连接所述可变电压产生POMS管的漏极，源极接地；所述可变电压产生PMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的漏极和所述MOS可变电阻的栅极连接，源极连接电源；所述MOS可变电阻的栅极连接所述可变电压产生PMOS管的栅极，漏极连接所述限流电阻的上端和所述二极管有源器件的负极，源极连接所述电源，所述二极管有源器件的正极连接所述电源，所述限流电阻的下端连接所述补偿电容的上端，所述补偿电容的下端连接主电压反馈环路中的误差放大器的输出端；

所述电流检测电路用于输出按照镜像比例生成的负载电流的镜像电流。

2.根据权利要求1所述的一种带保护电路的动态零点补偿电路，其特征在于，所述二极管有源器件为肖特基二极管。

3.根据权利要求1所述的一种带保护电路的动态零点补偿电路，其特征在于，所述二极管有源器件为二极管PMOS。

4.根据权利要求1所述的一种带保护电路的动态零点补偿电路，其特征在于，所述MOS可变电阻为PMOS或者NMOS。

5.一种线性稳压电路，其特征在于，包括：主电压反馈环路和带保护电路的动态零点补偿电路；

所述主电压反馈环路包括：误差放大器、输出PMOS管、第一分压电阻、第二分压电阻以及输出节点；

所述误差放大器的正输入端连接所述第一分压电阻的下端和所述第二分压电阻的上端，负输入端连接参考电压，输出端连接所述输出PMOS管的栅极处的节点B；所述输出PMOS管的源极连接电源，漏极连接所述输出节点；所述第一分压电阻的上端连接所述输出节点；所述第二分压电阻的下端接地；所述输出节点连接片外的负载电流和负载电容；

所述动态零点补偿电路包括：电流检测电路、由第一NMOS管和第二NMOS管构成的NMOS电流镜、可变电压产生PMOS管、MOS可变电阻、限流电阻、二极管有源器件和补偿电容；

所述电流检测电路的输出端连接所述第一NMOS管的漏极，所述第一NMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的栅极和所述电流检测电路的输出端连接，所述第一NMOS管的源极接地；所述第二NMOS管的漏极连接所述可变电压产生POMS管的漏极，源极接地；所述可变电压产生PMOS管的栅极与漏极短接并分别与所述第二NMOS管的漏极和所述MOS可变电阻的栅极连接，源极连接所述电源；所述MOS可变电阻的栅极连接所述可变电压产生PMOS管的栅极，漏极连接所述限流电阻的上端和所述二极管有源器件的负极，源极连接所述电源，所述二极管有源器件的正极连接所述电源，所述限流电阻的下端连接所述补偿电容的上端处的节点A，所述补偿电容的下端连接所述误差放大器的输出端和所述输出PMOS管的栅极处的节点B；

所述节点A为所述补偿电容的上端与所述限流电阻的下端相连接的节点；所述节点B为所述补偿电容的下端与所述输出PMOS管的栅极以及所述误差放大器的输出端相连接的节点。

6.根据权利要求5所述的一种线性稳压电路，其特征在于，在所述主电压反馈环路的作用下，所述输出节点的电压值V为：

V＝Vref/R2*(R1+R2)，

其中，Vref为所述参考电压的电压值，R1为所述第一分压电阻的电阻值，R2为所述第二分压电阻的电阻值。

7.根据权利要求5所述的一种线性稳压电路，其特征在于，所述二极管有源器件为肖特基二极管。

8.根据权利要求5所述的一种线性稳压电路，其特征在于，所述二极管有源器件为二极管PMOS。

9.根据权利要求5所述的一种线性稳压电路，其特征在于，所述二极管有源器件为具有二极管功能的低阈值电压PMOS管或三极管。

10.根据权利要求5所述的一种线性稳压电路，其特征在于，所述MOS可变电阻为PMOS或者NMOS。

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