CN115857616A - 一种瞬时响应的稳压器 - Google Patents
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Abstract
一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：所述稳压器包括功率管和设置于所述功率管上的第一反馈环路和第二反馈环路；其中，所述第一反馈环路和第二反馈环路，分别与所述功率管的源极、栅极分别连接，用于基于所述功率管输出电压的过冲或负冲状态生成负反馈并控制所述功率管输出电压的恢复；所述功率管，与所述第一反馈环路和第二反馈环路连接，用于基于所述第一反馈环路和第二反馈环路的调节，输出调节后的输出电压。本发明电路结构简单、性能精确、版图面积小、响应速度快，能够适用于对较宽范围内的输出电压执行稳定操作，因此应用范围较广，能够满足芯片内大部分场合的使用需求。
Description
技术领域
本发明涉及集成电路领域，更具体地，涉及一种瞬时响应的稳压器。
背景技术
目前，功率管被广泛应用于集成电路中，以为集成电路中的后级负载提供有效的输出电压。为了使得输出电压足够问题，能够保证后级负载电路的正常工作或后级负载正常功能的实现，现有技术中存在各种各样的稳压器。
然而，现有技术中的稳压器，通常来说存在着功耗高、对后级负载响应速度满、电路结构复杂、适应的输出电压的范围窄等多种问题，无法满足芯片内各种不同场合的使用需求。
因此，亟需一种新的瞬时响应的稳压器。
发明内容
为解决现有技术中存在的不足，本发明的目的在于，提供一种瞬时响应的稳压器，通过第一、第二反馈回路对功率管源极输出电压进行反馈，并将反馈送回至功率管的栅极，以基于功率管的负冲或过冲现象来实时的调节功率管的工作状态。
本发明采用如下的技术方案。
一种瞬时响应的稳压器，其中，稳压器包括功率管和设置于功率管上的第一反馈环路和第二反馈环路；第一反馈环路和第二反馈环路，分别与功率管的源极、栅极分别连接，用于基于功率管输出电压的过冲或负冲状态生成负反馈并控制功率管输出电压的恢复；功率管，与第一反馈环路和第二反馈环路连接，用于基于第一反馈环路和第二反馈环路的调节，输出调节后的输出电压。
优选地，第一反馈环路，用于基于反馈电阻和电流源对功率管的输出电压进行分压，并对MOS管导通电压实现控制，以及基于MOS管的导通电流对功率管的栅极电压进行调节。
优选地，第一反馈回路包括反馈电阻R、第三电流源I3、NMOS管M4和PMOS管M2；其中，反馈电阻R的一端与功率管M1的源极连接，另一端分别与NMOS管M4的栅极、第三电流源I3的一端连接；第三电流源I3的另一端接地；NMOS管M4的源极接地，栅极PMOS管M2的漏极、功率管M1的栅极连接；PMOS管M2的栅极与第二反馈支路中PMOS管M3的栅极和漏极连接，源极与器件电压Vcc连接。
优选地，当功率管的输出电压Vout负冲时，反馈电阻R和第三电流源I3之间的分压降低，NMOS管M4的导通电压Vgs降低，NMOS管M4的导通电流Ids降低，从而提高了功率管M1的栅极电压。
优选地，当功率管的输出电压Vout过冲时，反馈电阻R和第三电流源I3之间的分压升高，NMOS管M4的导通电压Vgs升高，NMOS管M4的导通电流Ids升高，从而降低了功率管M1的栅极电压。
优选地，第二反馈环路，用于基于第一、第二电容的电压对NMOS管M4、M5、PMOS管M2的栅极电压进行控制从而实现对功率管的栅极电压的调节，并通过PMOS管M3的镜像作用确定PMOS管M2的静态电流，以及基于电流源I1、I2保持PMOS管M2的栅极电压。
优选地，第二反馈回路包括第一电容CAP1、第二电容CAP2、NMOS管M5、PMOS管M3、第一电流源I1和第二电流源I2；其中，第一电容CAP1一端与功率管的源极连接，另一端与NMOS管M5的栅极、电阻R的另一端、第三电流源I3的一端和NMOS管M4的栅极连接；NMOS管M5的源极接地，漏极与功率管的源极连接；第二电容CAP一端与功率管的源极连接，另一端与PMOS管M3的栅极和漏极、PMOS管M2的栅极连接；PMOS管M3的源极通过第一电流源I1与器件电压Vcc连接，栅极和漏极通过第二电流源I2后接地。
优选地，当功率管的输出电压Vout负冲时，第一电容CAP1和第二电容CAP2的另一端电压均降低，PMOS管M2和NMOS管M4的栅极电压均降低PMOS管M2的源漏电流升高且NMOS管M4的源漏电流降低以为功率管的栅极充电。
优选地，当功率管的输出电压Vout过冲时，第一电容CAP1和第二电容CAP2的另一端电压均升高，PMOS管M2和NMOS管M4的栅极电压均升高，PMOS管M2的源漏电流降低且NMOS管M4的源漏电流升高以为功率管的栅极放电。
优选地，NMOS管M4、M5和所述PMOS管M2、M3均为增强型MOS管，且工作于饱和区，其中，NMOS管M4和M5的宽长比之比为1：m，PMOS管M2和M3的宽长比之比为k:1；MOS管M1至M5均工作于饱和区。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种瞬时响应的稳压器，能够通过第一、第二反馈回路对功率管源极输出电压进行反馈，并将反馈送回至功率管的栅极，以基于功率管的负冲或过冲现象来实时的调节功率管的工作状态，从而为后级负载提供了稳定的输出电压。本发明电路结构简单、性能精确、版图面积小、响应速度快，能够适用于对较宽范围内的输出电压执行稳定操作，因此应用范围较广，能够满足芯片内大部分场合的使用需求。
附图说明
图1为本发明中一种瞬时响应的稳压器的电路结构示意图；
图2为本发明一种瞬时响应的稳压器中负载电流和输出电压的示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本申请作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本申请的保护范围。
图1为本发明中一种瞬时响应的稳压器的电路结构示意图。如图1所示，一种瞬时响应的稳压器，其中，稳压器包括功率管和设置于功率管上的第一反馈环路和第二反馈环路；其中，第一反馈环路和第二反馈环路，分别与功率管的源极、栅极分别连接，用于基于功率管输出电压的过冲或负冲状态生成负反馈并控制功率管输出电压的恢复；功率管，与第一反馈环路和第二反馈环路连接，用于基于第一反馈环路和第二反馈环路的调节，输出调节后的输出电压。
本发明的方法，区别于现有技术中的各种调节电路，能够同时通过电阻调节和电容调节两种不同的调节方式来基于功率管的输出状态调节功率管的栅极电压，以通过修改功率管的工作状态而实现对于后级负载变化的响应和反馈。
由于本发明中不仅仅是采用了电阻的方式进行调节，也采用了电容对输出状态进行调节，而电容两端的电压变化是瞬时响应的，因此也提高了本发明中反馈回路对于功率管的调节速度，提高了响应效率。
优选地，第一反馈环路，用于基于反馈电阻和电流源对所述功率管的输出电压进行分压，并对MOS管导通电压实现控制，以及基于MOS管的导通电流对功率管的栅极电压进行调节。
总的来说，第一反馈环路的思路是采用电阻和电流源感应获得功率管的输出电压的大小，并对NMOS管的栅源极导通电压进行调节，通过调节NMOS管的栅源极导通电压，能够实现对于NMOS管栅源极导通电流的调节，以及实现该NMOS管所在支路的分压的变化。由于NMOS管所在支路的分压发生了变化，且该分压点合理的接入至了功率管M1的栅极，因此能够实现对于功率管的控制。
优选地，第一反馈回路包括反馈电阻R、第三电流源I3、NMOS管M4和PMOS管M2；其中，反馈电阻R的一端与功率管M1的源极连接，另一端分别与NMOS管M4的栅极、第三电流源I3的一端连接；第三电流源I3的另一端接地；NMOS管M4的源极接地，栅极PMOS管M2的漏极、功率管M1的栅极连接；PMOS管M2的栅极与所述第二反馈支路中PMOS管M3的栅极和漏极连接，源极与器件电压Vcc连接。
具体来说，第一反馈回路的连接方式如上文所述。其中，反馈电阻R和第三电流源I3串联形成分压，调节NMOS管M4的栅源导通电压。由于在该电路中M2和M4是串联在一个支路中的，且该支路中间M2和M4的分压点上是与功率管M1的栅极连接的，因此随着NMOS管M4的栅源导通电压的变化，M1的栅极电压也变化。
另外，需要说明的是，在本发明中，M2和M4这一支路不仅能够为第一反馈回路中的反馈电阻R和第三电流源I3提供响应，还可以基于第二反馈回路中相应电路参数，如电压或电流等的变化来实现对于功率管M1的控制。
优选地，当功率管的输出电压Vout负冲时，反馈电阻R和第三电流源I3之间的分压降低，NMOS管M4的导通电压Vgs降低，NMOS管M4的导通电流Ids降低，从而提高了功率管M1的栅极电压。
可以理解的是，在本发明中，当输出端的负载电流Iload发生了突然的增加或减小时，功率管来不及对该负载电流进行响应，从而使得功率管的输出电压发生变化。具体来说，当负载电流突然大幅增加时，功率管的输出电压必然出现大幅的降低，从而导致负冲发生。另一方面，当负载电流突然大幅降低时，功率管的输出电压必然出现大幅的增加，从而导致过冲发生。
图2为本发明一种瞬时响应的稳压器中负载电流和输出电压的示意图。如图2所示，在这两种情况发生后，本发明中的电路的第一反馈回路和第二反馈回路均会发生作用，一方面使得过冲或负冲现象及时的消失，另一方面能够在第二反馈回路快速的作用下很好的抑制过冲或负冲的电压变化幅度。
当功率管的输出电压Vout发生负冲时，可知，由于第一反馈支路中，电阻R的一端与输出电压端连接，即B点的电压会迅速下降。此时，由于电阻R和电流源的内部电阻，这里采用r来表示，都不会发生任何变化，因此，电路中的电流会随着B点电压的降低而降低，反馈电阻R和第三电流源I3之间的分压点的电压也将随着B点电压的降低而降低。
由于第三电流源I3的两端分别并联在NMOS管M4的栅极和源极上，可见NMOS管M4的栅极和源极之间的电压也降低了。当电路处于正常工作的过程中，NMOS管M4是处于饱和区内的，也就是尽管其栅极和源极之间的电压降低，也不会使得管子M4截止，只会使得管子M4的导通电流，也就是M4的源漏极电流减小。
这里只单独对第一反馈回路进行分析，由于M2的源漏电流是受到M2的栅极电压影响的，而在假设电路中不存在第二反馈回路的情况下，M2的栅极电压是不变的，由M2和M4管组成的支路中，只有M4的电流变小，M2的电流不变，从而D点的电压升高，M4的部分电流为功率管M1的栅极进行充电。
此时，由于功率管M1的栅极电压增加了，M1的导通电阻降低，M1的源漏极电流增大，满足了对负载电流升高的合理响应，同时克服了电路中输出电压负冲的问题。
优选地，当功率管的输出电压Vout过冲时，反馈电阻R和第三电流源I3之间的分压升高，NMOS管M4的导通电压Vgs升高，NMOS管M4的导通电流Ids升高，从而降低了功率管M1的栅极电压。
本发明中，当功率管后端的负载电流大幅降低，功率管的输出电压Vout过冲时，电路中B点的电压会升高，与前文中电路的变化方向刚好相反，B点电压的升高使得第三电流源的电压升高，M4管的导通电压升高且M4管的源漏极电流增加，假设M2管的源漏极电流不发生变化，电路中D点的电压会下降，功率管栅极的电流会流出至M4。此时，M1的栅极电压降低，功率管的导通电阻增加，输出电流减小，输出电压降低，不仅满足了负载电流降低的需求，也实现了对输出电压过冲的抵消。
然而，本发明中的第一反馈支路仍然存在着一些问题。例如，负反馈信号要依次经过反馈电阻R、第三电流源I3、NMOS管M4，并于PMOS管M2的作用同时调整功率管M1的状态。这一反馈路径较长，反馈时间过长。另外，用于实现D点充放电的电流差是M2和M4两管之间的电流差实现的，这一静态偏置电流差相对来说较小，难以跟的上负载电流的变化，因此使得环路的响应速度进一步的被降低。第三，现有技术中所采用的功率管M1大多为NMOS或PMOS管的一种，例如本发明图1中的M1为NMOS管，其只会通过栅极电压对B点实现上拉，而不会在B点电压较高时实现下拉。虽然能够通过该回路实现较为慢速的负冲充电，但在电路过冲后，最多只能够通过断开功率管M1来实现B点电压的慢速降低，代价高并且调节作用差。
优选地，第二反馈环路，用于基于第一、第二电容的电压对NMOS管M4、M5、PMOS管M2的栅极电压进行控制从而实现对功率管的栅极电压的调节，并通过PMOS管M3的镜像作用确定PMOS管M2的静态电流，以及基于电流源I1、I2保持PMOS管M2的栅极电压。为了提高电路的过冲抑制能力和过冲抑制速度，本发明中提供了第二反馈回路。如图1所示，本发明中的第二反馈环路中包括上下两个电容。两个电容均能够感应到输出电压Vout的变化，并实时响应，以修改上下两个电容另一端的电压值，具体来说，当Vout发生变化时，电路中A、C两点的电压值也随之发生变化。
优选地，第二反馈回路包括第一电容CAP1、第二电容CAP2、NMOS管M5、PMOS管M3、第一电流源I1和第二电流源I2；其中，第一电容CAP1一端与功率管的源极连接，另一端与NMOS管M5的栅极、电阻R的另一端、第三电流源I3的一端和NMOS管M4的栅极连接；NMOS管M5的源极接地，漏极与功率管的源极连接；第二电容CAP一端与所述功率管的源极连接，另一端与PMOS管M3的栅极和漏极、PMOS管M2的栅极连接；PMOS管M3的源极通过第一电流源I1与器件电压Vcc连接，栅极和漏极通过第二电流源I2后接地。
本发明中，第二反馈回路可以包括两个电容。其中两个电容的一端都和输出电压端口连接，而另一端则分别与PMOS管、NMOS管的栅极连接。通过这种方式连接，当输出电压发生变化时，电容可以实现电压的瞬时调节，从而间接的控制功率管。
优选地，当功率管的输出电压Vout负冲时，第一电容CAP1和第二电容CAP2的另一端电压均降低，PMOS管M2和NMOS管M4的栅极电压均降低，PMOS管M2的源漏电流升高且NMOS管M4的源漏电流降低以为功率管的栅极充电。
本发明中的方法，在功率管的输出电压Vout负冲时，A点电压快速降低。即使此时电流源I1减去电流源I2的电流，也就是除去PMOS管的源漏电流的部分电流，能够通过PMOS管M3对A点执行瞬时充电，但由于电路中采用的电流源I1是较小的恒流偏置电流源，且其生成电流I1和第二电流源生成的电流I2之间的差值非常小，因此其充电能力较为有限。即使进行了充电，A点仍然较之前下降了ΔV1，由于A点电压的下降，M2的栅源极电压差提高了ΔV1。此时，随着M2的栅源极电压差的升高，M2的源漏极电流也升高。
本发明中，可以假设MOS管在饱和状态工作时的源漏电流随着栅源极电压的增加而增加的函数为F()，则有，M2管的源漏极电流随着其栅源极电压差发生的变化，即ΔV1的升高而增加了F(ΔV1)。
另一方面，由于第一电容CAP1的C点电压的降低，尽管电流源I3会对第一电容进行放电，但I3作为较小的恒定静态偏置电流仍然使得C点的电压较之前大幅降低。因此，M4和M5的栅极电压也会受到影响，从而基于各自的栅源极的降低，使得M4和M5的源漏极电流分别降低。可以假设C点的电压降低量也是ΔV1，因此M4和M5的电流情况也同时都降低了F(ΔV1)。
可见，由于第二反馈回路的作用，在M2和M4组成的支路上，M2的电流瞬间增加了F(ΔV1)，M4的电流均瞬间减小了F(ΔV1)，两个管子则可以通过2F(ΔV1)的瞬时电流差来给功率管M1的栅极充电，从而在第一反馈回路的基础上，进一步的增加了M1的栅极电压，并增加M1管上源漏极的电流，这一回路响应速度快，且电流差流量较大。
需要特别说明的是，本发明中的多个MOS管M2至M4都工作在饱和区内，跨导gm较大。因此，即使在ΔV1变化较小的情况下，2F(ΔV1)的电流也将产生较大的变化，且该变化是瞬时的，因此，D点能够得到迅速的充电，功率管M1瞬时响应，给处于负冲状态下的B点进行充电，负冲Vout被快速抑制。
优选地，当功率管的输出电压Vout过冲时，第一电容CAP1和第二电容CAP2的另一端电压均升高，PMOS管M2和NMOS管M4的栅极电压均升高，所述PMOS管M2的源漏电流降低且NMOS管M4的源漏电流升高以为所述功率管的栅极放电。
当功率管输出电压过冲后，A、C两点电压均瞬间被抬高，M2和M4的栅极电压也分别升高，从而使得M2的源漏极电流减小，M4的源漏极电流增加，D点在M2和M4的双重作用，即2F(ΔV1)的瞬时电流的作用下给M1的栅极快速放电，抵消了过冲，并使得输出电流满足负载电流降低的要求。
另一方面，NMOS管M5的栅极电压也与M4的栅极电压一样，大幅升高，此时，M5的源漏电流较大，也实现了输出电压Vout的快速放电。并且，由于M5直接连接在功率管M1的源极和地电位之间，从而不需要任何反馈的时间，就能够实现对于功率管M1的快速放电，有效的抑制了过冲。
优选地，NMOS管M4、M5和PMOS管M2、M3均为增强型MOS管，且NMOS管M4和M5的宽长比之比为1：m，PMOS管M2和M3的宽长比之比为k:1；MOS管M1至M5均工作于饱和区。
本发明中，由于M2至M5均为增强型的MOS管因此功率管的源漏极可以基于两端电压的情况实现互换。本发明中第一至第三电流源均为恒定偏置电流源，CAP1和CAP2可以基于提高响应速度的需求，实现为耦合电容。另外，功率管M1可以为耗进型MOS管或增强型MOS管。而M2至M5则可以根据需要同时选用高压或低压型的增强型MOS管。
本发明中的MOS管均工作在饱和区，因此，随着负载电流的变化，功率管输出电压的变化，并不会导致MOS管发生导通或截止的状态变化，且由于管子栅极电压改变而造成的电流变化是线性变化的。
因此，当电路中的输出电压和负载电流均不发生变化时。由于第一电流源的电流I1略大于第二电流源的电流I2，因此，M3中通过的源漏极电流与第二电流源的电流相等，E点的电位约为器件电压Vcc，M2和M3的比例确定后，M2的源漏极电流为k倍的I2。此时M2和M4所在的支路电流相同，因此M4的电流也是k倍的I2。此时，由于电阻R两端电压不变，由电流源I3和电阻R的阻值共同确定，因此功率管的输出电压也是稳定的，其取值为C点电压与电阻两端电压之和。
另外，本发明电路中的MOS管M5，能够作为快速抑制过冲通路，由于其与MOS管M4之间的长宽比的比例系数为1：m，因此其静态电流的大小为M4中电流大小的m的倍数。
当电路中发生过冲时，C点的电位升高，使得M5的栅极电压升高，此时MOS管M5的导通电阻降低，使得大量的电流从M5的漏极流向源极，并通过地电位导出，防止了后级负载电路接收到大量的电流，由于M5并非是通过反馈回路产生的，因此具有最强的实时性，能够克服时延对电路造成的影响。
本发明的有益效果在于，与现有技术相比，本发明中一种瞬时响应的稳压器，能够通过第一、第二反馈回路对功率管源极输出电压进行反馈，并将反馈送回至功率管的栅极，以基于功率管的负冲或过冲现象来实时的调节功率管的工作状态，从而为后级负载提供了稳定的输出电压。本发明电路结构简单、性能精确、版图面积小、响应速度快，能够适用于对较宽范围内的输出电压执行稳定操作，因此应用范围较广，能够满足芯片内大部分场合的使用需求。
本发明申请人结合说明书附图对本发明的实施示例做了详细的说明与描述，但是本领域技术人员应该理解，以上实施示例仅为本发明的优选实施方案，详尽的说明只是为了帮助读者更好地理解本发明精神，而并非对本发明保护范围的限制，相反，任何基于本发明的发明精神所作的任何改进或修饰都应当落在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
所述稳压器包括功率管和设置于所述功率管上的第一反馈环路和第二反馈环路；其中，
所述第一反馈环路和第二反馈环路，分别与所述功率管的源极、栅极分别连接，用于基于所述功率管输出电压的过冲或负冲状态生成负反馈并控制所述功率管输出电压的恢复；
所述功率管，与所述第一反馈环路和第二反馈环路连接，用于基于所述第一反馈环路和第二反馈环路的调节，输出调节后的输出电压。
2.根据权利要求1中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
所述第一反馈环路，用于基于反馈电阻和电流源对所述功率管的输出电压进行分压，并对MOS管导通电压实现控制，以及基于所述MOS管的导通电流对所述功率管的栅极电压进行调节。
3.根据权利要求2中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
所述第一反馈回路包括反馈电阻R、第三电流源I3、NMOS管M4和PMOS管M2；其中，
所述反馈电阻R的一端与功率管M1的源极连接，另一端分别与所述NMOS管M4的栅极、第三电流源I3的一端连接；
所述第三电流源I3的另一端接地；
所述NMOS管M4的源极接地，栅极PMOS管M2的漏极、功率管M1的栅极连接；
所述PMOS管M2的栅极与所述第二反馈支路中PMOS管M3的栅极和漏极连接，源极与器件电压Vcc连接。
4.根据权利要求3中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
当所述功率管的输出电压Vout负冲时，所述反馈电阻R和所述第三电流源I3之间的分压降低，所述NMOS管M4的导通电压Vgs降低，所述NMOS管M4的导通电流Ids降低，从而提高了所述功率管M1的栅极电压。
5.根据权利要求3中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
当所述功率管的输出电压Vout过冲时，所述反馈电阻R和所述第三电流源I3之间的分压升高，所述NMOS管M4的导通电压Vgs升高，所述NMOS管M4的导通电流Ids升高，从而降低了所述功率管M1的栅极电压。
6.根据权利要求2中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
所述第二反馈环路，用于基于第一、第二电容的电压对所述NMOS管M4、M5、PMOS管M2的栅极电压进行控制从而实现对所述功率管的栅极电压的调节，并通过PMOS管M3的镜像作用确定所述PMOS管M2的静态电流，以及基于电流源I1、I2保持所述PMOS管M2的栅极电压。
7.根据权利要求6中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
所述第二反馈回路包括第一电容CAP1、第二电容CAP2、NMOS管M5、PMOS管M3、第一电流源I1和第二电流源I2；其中，
所述第一电容CAP1一端与所述功率管的源极连接，另一端与所述NMOS管M5的栅极、电阻R的另一端、第三电流源I3的一端和NMOS管M4的栅极连接；
所述NMOS管M5的源极接地，漏极与所述功率管的源极连接；
所述第二电容CAP一端与所述功率管的源极连接，另一端与所述PMOS管M3的栅极和漏极、PMOS管M2的栅极连接；
所述PMOS管M3的源极通过第一电流源I1与器件电压Vcc连接，栅极和漏极通过第二电流源I2后接地。
8.根据权利要求7中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
当所述功率管的输出电压Vout负冲时，所述第一电容CAP1和第二电容CAP2的另一端电压均降低，所述PMOS管M2和NMOS管M4的栅极电压均降低所述PMOS管M2的源漏电流升高且所述NMOS管M4的源漏电流降低以为所述功率管的栅极充电。
9.根据权利要求7中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
当所述功率管的输出电压Vout过冲时，所述第一电容CAP1和第二电容CAP2的另一端电压均升高，所述PMOS管M2和NMOS管M4的栅极电压均升高，所述PMOS管M2的源漏电流降低且NMOS管M4的源漏电流升高以为所述功率管的栅极放电。
10.根据权利要求6中所述的一种瞬时响应的稳压器，其特征在于：
所述NMOS管M4、M5和所述PMOS管M2、M3均为增强型MOS管，且工作于饱和区，其中，NMOS管M4和M5的宽长比之比为1：m，PMOS管M2和M3的宽长比之比为k:1；
所述MOS管M1至M5均工作于饱和区。
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