CN111771345B - 用于可配置混合自干扰消除的***和方法 - Google Patents

用于可配置混合自干扰消除的***和方法 Download PDF

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Abstract

一种用于自干扰消除的***，包括：下变频器，其将采样的RF发射信号分解成同相发射信号和正交发射信号；第一模拟矢量调制器，其缩放发射信号以生成第一缩放的发射信号；第二模拟矢量调制器，其缩放延迟的发射信号以生成第二缩放的发射信号；上变频器，其将缩放的发射信号重新组合成RF自干扰消除信号；以及接收耦合器，其将RF自干扰消除信号与RF接收信号组合以减少自干扰。

Description

用于可配置混合自干扰消除的***和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2018年2月27日提交的序列号为62/635,671的美国临时申请和于2018年10月3日提交的序列号为62/740,833的美国临时申请的权益，所有这些申请的全部内容通过此引用结合于此。
技术领域
本发明总体上涉及无线通信领域，且更具体地说，涉及用于可配置混合自干扰消除的新的和有用的***和方法。
背景
传统无线通信***是半双工的；也就是说，它们不能够同时在单个无线通信信道上发射信号和接收信号。最近，在无线通信领域的工作带来了在开发全双工无线通信***中的进步；如果这些***被成功地实现，则可以给无线通信领域提供巨大的益处。例如，蜂窝网络使用全双工通信可以将频谱需求减半。成功实现全双工通信的一个主要障碍是自干扰的问题。尽管在这一领域取得了进展，但许多旨在解决自干扰问题的解决方案在性能上仍有不足，尤其是在自干扰消除解决方案在没有高复杂性或高损耗的情况下满足性能的能力时。此外，虽然这些解决方案中的一些解决方案如果被设计并用于单个场景可能表现良好，但是它们可能不能灵活地改变操作模式或环境(例如，从4X4 MIMO移动到1X4 SIMO)。因此，在无线通信领域中需要创建用于可配置混合自干扰消除的新的和有用的***和方法。本发明提供了这种新的和有用的***和方法。
附图简述
图1是全双工收发机的示意图；
图2是本发明实施例的***的示意图；
图3A是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的示意图；
图3B是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的示意图；
图4A是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的示意图；
图4B是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的示意图；
图4C是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的示意图；
图5A是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的模拟矢量调制器的示意图；
图5B是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的模拟矢量调制器的示意图；
图6A是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的模拟矢量调制器的衰减电路的示意图；
图6B是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的模拟矢量调制器的衰减电路的示意图；
图6C是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的模拟矢量调制器的衰减电路的示意图；
图7A是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的延迟器的示意图；
图7B是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的延迟器的示意图；
图7C是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的延迟器的示意图；
图8是本发明实施例的***的初级模拟自干扰消除器的组合耦合器的示意图；和
图9是本发明实施例的***的次级模拟自干扰消除器的组合耦合器的示意图。
发明实施例的描述
本发明的发明实施例的以下描述并非旨在将本发明限制于这些发明实施例，而是旨在使本领域的任何技术人员能够制造并且使用本发明。
1.全双工无线通信***
无线通信***已经彻底改变了世界通信的方式，并且使用这样的***的通信的快速增长已经在所有地区和行业中提供了更多的经济和教育机会。不幸的是，通信所需的无线频谱是有限资源，并且无线通信的快速增长也使该资源的可用性变得更为稀缺。因此，频谱效率对于无线通信***已经变得越来越重要。
在全双工无线通信***中发现了一种用于增加频谱效率的有希望的解决方案；即，能够在同一时间在同一无线信道上发射无线信号并且接收无线信号的无线通信***。与标准半双工无线通信***相比，此技术允许频谱效率加倍。
虽然全双工无线通信***对于无线通信领域具有实质价值，但是已知这样的***由于自干扰而面临挑战；因为接收和发射是在同一时间在同一信道上发生，所以在全双工收发机处所接收的信号可以包括来自从该收发机发射的信号的不期望的信号分量。因此，全双工无线通信***通常包括减少自干扰的模拟和/或数字自干扰消除电路。
全双工收发机优选地将传输输出采样为基带模拟信号、中频(IF)模拟信号、或射频(RF)模拟信号，但是全双工收发机可以附加地或替代地以任何合适的方式采样传输输出。该采样的传输输出可以被全双工收发机用来从接收的无线通信数据(例如，作为RF/IF/基带模拟信号或RF/IF/基带数字信号)中去除干扰。在许多全双工收发机中，模拟自干扰消除***与数字自干扰消除***配对。模拟消除***通过对RF发射信号的延迟和缩放版本求和来去除第一部分自干扰，以产生RF自干扰信号，然后从RF接收信号中减去该RF自干扰信号。可选地，模拟消除***可以在中频处执行类似的任务。RF(或IF)接收信号减去RF/IF自干扰信号后，通过接收机的模数转换器(且成为数字接收信号)。在这个阶段之后，然后从数字接收信号中减去(通过转换数字发射信号而产生的)数字自干扰消除信号。
本文描述的***和方法通过减轻接收机动态范围问题，从而提高了自干扰消除的有效性，提高了如图1所示的全双工收发机(和其他适用***)的性能。其他可应用的***包括有源传感***(例如RADAR)、有线通信***、RFID、无线通信***、信道仿真器、反射计、PIM分析器、和/或任何其他合适的测量设备***，包括发射频带和接收频带在频率上接近但不重叠的通信***，或者甚至包括TDD(时分双工)***。
2.可配置混合自干扰消除***
如图2所示，用于可配置混合自干扰消除的***100包括发射耦合器110、初级模拟自干扰消除器120和接收耦合器111。***100可以附加地或替代地包括次级模拟自干扰消除器130、数字自干扰消除器140和/或控制器150。
***100用于通过执行自干扰消除来提高全双工收发机(或其他适用***)的性能。
***100可以通过基于任意数量的采样模拟和/或数字发射信号执行模拟和/或数字自干扰消除来执行自干扰消除。例如，如图2所示，数字自干扰消除器130可以对数字发射信号进行采样，但是数字自干扰消除器130可以附加地或替代地(例如，通过耦合到模拟发射信号的ADC)对模拟发射信号进行采样。
***100优选地同时并行执行模拟和数字自干扰消除，但是可以在任何合适的时间以任何顺序附加地或替代地执行模拟和/或数字自干扰消除。
***100优选地使用数字和模拟电路来实现。数字电路优选地使用通用处理器、数字信号处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)和/或任何适当的处理器或电路来实现。模拟电路优选地使用模拟集成电路(IC)来实现，但是可以附加地或替代地使用分立部件(例如，电容器、电阻器、晶体管)、导线(wires)、传输线、变压器、耦合器、混合电路、波导、数字部件、混合信号部件或任何其他合适的部件来实现。数字和模拟电路都可以附加地或替代地使用光学电路(例如，光子集成电路)来实现。***100优选地包括用来存储配置数据的存储器，但是可以附加地或可替代地使用外部存储的配置数据或以任何合适的方式来进行配置。
***100优选地耦合到接收机。接收机用于接收通过通信链路(例如，同轴电缆、无线信道)发射的模拟接收信号。接收机优选地将模拟接收信号转换为数字接收信号以用于通过通信***进行处理，但是可附加地或可替代地不转换模拟接收信号(使模拟接收信号直接通过而不转换)。
接收机优选为射频(RF)接收机，但是可附加地或者可选择地是任何适当的接收机。接收机优选地通过耦合双工器的RF天线而与通信链路耦合，但是可附加地或可替代地以任何适当的方式与通信链路耦合。替代耦合的一些示例包括经由一个或更多个专用接收天线进行耦合。在另一个替代的耦合中，接收机可通过耦合环行器的RF天线与通信链路耦合。
接收机优选地包括模数转换器(ADC)和下变频器。接收机可以另外包括低噪声放大器。接收机可附加地或者可选择地包括放大器、滤波器、信号处理器和/或任何其他适当的部件。在优选实施方式的一个变形中，接收机仅包括模拟处理电路(例如放大器、滤波器、衰减器、延迟器)。接收机可用于按比例缩放、移位、和/或以其他方式修改接收信号。下变频器用于将模拟接收信号从RF(或任何其他合适的频率)下变频为基带或IF模拟接收信号，以及模数转换器(ADC)用于将基带或IF模拟接收信号转换为数字接收信号。
同样，***100优选地也耦合到发射机。发射机用于通过通信链路将通信***的信号发射到第二通信***。发射机优选地将数字发射信号转换成模拟发射信号。
发射机优选地是射频(RF)发射机，但是可附加地或者可选择地是任何适当的发射机。
发射机优选地通过耦合双工器的RF天线而与通信链路耦合，但是可附加地或可替代地以任何适当的方式与通信链路耦合。替代耦合的一些示例包括经由一个或更多个专用发射机天线的耦合。在另一种耦合方式中，发射机可以通过循环器耦合的RF天线耦合到通信链路。
发射机优选地包括数模转换器(DAC)和上变频器。发射机可以另外包括功率放大器。发射机可附加地或者可选择地包括放大器、滤波器、信号处理器和/或任何其他适当的部件。发射机可以用于缩放、相移、延迟和/或以其他方式修改发射信号。数模转换器(DAC)用于将数字发射信号转换为基带或IF模拟发射信号，以及上变频器用于将基带或IF模拟发射信号从基带或IF上变频至RF(或任何其他预期的发射频率)。
发射耦合器110用于为初级模拟消除器120、次级模拟消除器130和/或数字消除器140提供模拟发射信号的样本。发射耦合器可以另外用于在信号路径之间功率分流(splitpower)(例如，在不同的模拟消除器120块之间功率分流)。
发射耦合器110优选地是短节定向传输线耦合器，但是附加地或者替代地，可以是任何功率分配器、功率组合器、定向耦合器、或其它类型的信号分离器(signal splitter)。发射耦合器110优选地是无源耦合器，但是可以附加地或替代地是有源耦合器(例如，包括功率放大器)。例如，发射耦合器110可以包括耦合的传输线耦合器、分支线耦合器、Lange耦合器、Wilkinson功分器(power divider)、混合耦合器、混合环形耦合器、多输出分配器、波导定向耦合器、波导功率耦合器、混合变压器耦合器、交叉连接变压器耦合器、电阻或电容三通(resistive or capacitive tee)、和/或电阻桥混合耦合器。发射耦合器110的输出端口优选相移90度，但是可以附加地或替代地同相或相移任意量(例如，零度、180度)。
TX耦合器也可以被包含在发射机的有源部件中；例如PA或PMA(后置混频器放大器)。就成本和尺寸而言，这对于高度集成的***(如WLAN或蜂窝芯片组)可能很有吸引力。同样，RX耦合器可以与例如接收链中的LNA集成。
发射耦合器110可以串联和/或并联布置。***100中的多个发射耦合器110的配置将在后面的部分中进一步详细讨论。
接收耦合器111用于将(来自模拟/数字消除器的)一个或更多个模拟自干扰消除信号与模拟接收信号相结合。
接收耦合器111优选地是短节定向传输线耦合器，但是附加地或替代地可以是任何功分器、功率组合器、定向耦合器、或其他类型的信号分离器。接收耦合器111优选地是无源耦合器，但是可以附加地或替代地是有源耦合器(例如，包括功率放大器)。例如，接收耦合器111可以包括耦合传输线耦合器、分支线耦合器、Lange耦合器、Wilkinson功分器、混合耦合器、混合环形耦合器、多输出分配器、波导定向耦合器、波导功率耦合器、混合变压器耦合器、交叉连接变压器耦合器、电阻三通、和/或电阻桥混合耦合器。接收耦合器111的输出端口优选地相移90度，但是可以附加地或替代地同相或相移任意量(例如，零度、180度)。
接收耦合器111可以串联和/或并联布置。***100中的多个接收耦合器111的配置将在后面的部分中进一步详细讨论。
初级模拟自干扰消除器120用于从模拟发射信号中产生模拟自干扰消除信号，该模拟自干扰消除信号可以与模拟接收信号组合以减少模拟接收信号中存在的自干扰。在自干扰消除之前，接收信号可能包含预期接收信号和自干扰两者或其中之一。在自干扰消除之后，接收信号(现在可以被称为“复合”接收信号，因为它是接收信号和自干扰消除信号的组合的结果)优选地仍然包含预期的接收信号(如果存在的话)，并且任何剩余的自干扰可以被称为剩余自干扰。初级模拟自干扰消除器120优选地被设计为在基带工作，但是可以附加地或替代地被设计为使用合适的频率转换器在一个或更多个IF频带、一个或更多个射频(RF)频带、或任何合适的频带下工作。
初级模拟自干扰消除器120优选地被实现为一个或更多个模拟电路，该模拟电路通过组合一组滤波、缩放、相移、和/或延迟版本的RF发射信号，将RF发射信号变换成模拟自干扰消除信号，但是初级模拟自干扰消除器120可以附加地或替代地被实现为任何合适的电路。例如，初级模拟自干扰消除器120可以执行仅涉及RF发射信号的单个版本或副本的变换。经变换的信号(模拟自干扰消除信号)优选地对接收机接收的自干扰分量的至少一部分进行建模。
除了模拟电路特性的变化之外，初级模拟自干扰消除器120优选地适于改变自干扰参数(例如，发射和接收天线之间的天线耦合特性)；例如，RF收发机温度、模拟消除器温度、环境温度、布线配置、湿度、和RF发射机功率、信号带宽和发射频率。初级模拟自干扰消除器120的适配优选地由调谐电路来执行，但是可以附加地或替代地由消除器120/130中包括的控制电路或其他控制机构、控制器150、或任何其他合适的控制器来执行。
在本发明实施例的一个实现方式中，初级模拟自干扰消除器120包括采样耦合器121、模拟矢量调制器(AVM)122、延迟器123、和组合耦合器124，如图3A和图3B所示。初级模拟自干扰消除器120可以附加地或替代地包括下变频器125、上变频器126和/或放大器127。在该实现方式中，模拟自干扰消除器120(如果需要，使用采样耦合器121)将发射信号分成信号路径，并且在组合耦合器124处重新组合这些信号路径之前，单独变换这些信号路径中的每一个(也称为“抽头”)。
如图3A所示，发射信号(或消除器120的其它输入)优选地被分成正交信号(如果还没有作为正交信号被提供的话)；也就是说，输入信号由两个彼此相位相差90度的调幅信号表示。同相分量也称为I分量，以及偏移相位分量称为正交(Q)分量。可以以不同的幅度组合I和Q信号(如稍后在关于AVM 122的一节中所述)，以产生所得信号的相移和/或幅度缩放。
图3A的初级模拟自干扰消除器120的实现方式的部分优选地包括具有三个抽头的单个消除器块。消除器120/130可替代地包括具有任意数量抽头的任意数量的消除器块。消除器块的使用在MIMO(多输入多输出)通信中可能很重要；例如，消除器120可以包括用于每个自干扰信道的块(例如，对于2×2MIMO，四个块：用于RX1信道中的TX1干扰的块、用于RX1信道中的TX2干扰的块、用于RX2信道中的TX2干扰的块以及用于RX2信道中的TX1干扰的块)。如图3B所示，四个消除器块用于2×2MIMO***(消除器块之间的边界没有明确示出，但是每个垂直对的AVM 122可以构成一个消除器块)。注意，如图3B所示，消除器块可以共享元件；例如，图3B的从TX1获取输入的消除器块(AVM 122的最左边的列和该列右边的列)共享延迟器123，如同图3B的从TX2获取输入的消除器块一样。
更一般地，消除器块可以出于任何目的被切换到不同的输入或输出。例如，考虑具有四个消除器块的消除器120，每个块具有八个抽头。这种消除器可以用在2×2MIMO配置中；例如，消除器块120a生成信号以消除由发射信号TX1引起的干扰导致的接收信号RX1中的自干扰，消除器块120b生成信号以消除由发射信号TX2引起的干扰导致的接收信号RX1中的自干扰，消除器块120c产生信号以消除由发射信号TX1引起的干扰导致的接收信号RX2中的自干扰，并且消除器块120d生成信号以消除由发射信号TX2引起的干扰导致的接收信号RX2中的自干扰。在这样的配置中，每个MIMO信道有八个抽头可用于执行消除。相同的消除器可以用于SISO配置，在SISO配置中所有四个块(所有32个抽头)消除由发射信号引起的干扰所导致的接收信号中的自干扰，或者相同的消除器用于替代的MIMO配置(例如，2×1、1×2等)。
消除器120可以可选地耦合到开关160，以允许以这种方式配置，如图4A(一些输入跨块共享部件的示例)和图4B(输入不跨块共享部件的示例)所示。注意，虽然在图4A和图4B(和图4C)中没有明确地出现I/Q信号，但是可以理解，它们可以如图3A和图3B所示来被实现。进一步注意，***100中存在的信号可以是差分信号(例如，信号可以被表示为V+和V-信号对，而不是以地为参考的单个信号)，导致在图3A和图3B中每条画出的线有两个或更多信号(例如，在“I”线上的I+和I-)以及在图4A和图4B中每条画出的线有四个或更多信号(例如，I+、I-、Q+、Q-)。
注意，消除器120可以允许并联切换链(如图4A和图4B所示)，但是也可以允许串联切换链(如图4C所示)。并行切换链对于输入/输出重新分配可能是有用的(例如，信道比消除器多，并且消除器可以基于使用或需要在信道之间切换；或者，在TDD***中，可以响应于信号路径的反转来切换输入和输出)或者为了增加相同信道中的时间分辨率(在这种情况下，切换路径可以可选地包括附加延迟，以补偿一个块相对于另一个块的时间延迟)。串联的切换链可以允许延迟被链接(chained)(例如，如图4C所示，在图示的切换配置中，左侧的延迟与右侧的延迟串联)，这可以扩展消除器可实现的可能时间延迟的窗口。
上面提到的消除器块切换也适用于天线阵列，其中天线组被捆绑以形成波束，然后波束可以被引导到不同的方向。结果，不同组的天线可能需要具有不同数量的抽头的消除器，并且一些天线可能不需要消除。开关块可以允许减少所需的消除器和抽头的总数，从而节省成本、尺寸和重量。
虽然消除器块可以静态配置(例如，通过到块的永久连接)，但是它们可以附加地或替代地动态配置(例如，通过如图4A和图4B所示的开关160或通过用于路由信号的任何其他装置)。例如，可以通过将消除器顺序切换到每个天线元件或组(循环)来训练天线阵列，然后选择阵列的最佳整体性能，来配置消除器块。另一种操作模式是遵循波束控制模式。
注意，在某些情况下，可以对信号路径进行滤波，使得信号路径可以在不同的频率子带上工作。频率子带可以在频率上重叠；附加地或替代地，可以有对应于相同频率子带的多个滤波器。在这样的实现方式中，初级消除器120可以包括滤波器。
除了用延迟器123延迟信号分量之外，初级模拟自干扰消除器120优选地通过用模拟矢量调制器(AVM)122相移和/或缩放每个抽头的信号分量来变换每个抽头。虽然在一些实施方式中，延迟器123可以是每抽头的(例如，如图3A和图3B所示)，但是延迟器123和AVM122可以以任何数量、配置、和/或位置存在于消除器120中。初级模拟自干扰消除器120的部件可以以能够对***100进行模拟自干扰消除的任何方式耦合。
采样耦合器121用于将发射信号(或其他信号分量)分成多个发射信号路径。采样耦合器121优选地将输入信号分成多个信号，这些信号具有与输入信号基本相同的波形；可以以任何方式在输出信号之间功率分流。例如，采样耦合器121a和121b可以具有两个-3dB端口，而采样耦合器121c可以具有一个-1.25dB端口和一个-6dB端口。在该示例中，矢量调制器122a处的信号分量相对于发射信号具有-6dB的信号电平，122b处的信号分量具有-7.25dB，并且122c处的信号分量具有-12dB。同样，信号分离可以在电流域中执行(例如，通过在放大器的输出端上使用并行负载)。
采样耦合器121优选地是传输线功分器，但是可以附加地或替代地是任何合适的功分器、分离器、或耦合器。采样耦合器121可以另外包含用于预处理发射信号的任何合适的电子器件；例如，采样耦合器121可以包含放大器，以增加包含在一个或更多个输出信号中的功率。采样耦合器121可以附加地或替代地包括开关或其他能够选择性地路由信号的部件。
每个模拟消除器120块优选地包括采样耦合器121；附加地或替代地，模拟消除器120块可以共享一个或更多个采样耦合器121。注意，采样耦合器121和其他耦合器(可以像T形接合器一样简单)可能不一定在图中被明确示出。例如，如图3A所示，采样耦合器121可以存在于***的每个信号路径交叉点。
模拟矢量调制器122用于相移和/或缩放模拟自干扰消除器120的信号分量。模拟矢量调制器122可以执行相移、反相、放大、和衰减中的一个或更多个。相移可以允许消除器120反映具有偏移相位的多个信号分量的贡献，而信号缩放(例如，衰减、放大、反相)使得消除器能够将自干扰消除信号分量适当地匹配到接收信号中存在的预测或观察到的自干扰。
当缩放时，模拟矢量调制器122有效地将发射信号分量乘以比例因子。例如，34％的衰减可以被表示为0.66的比例因子；20％的增益可以被表示为1.20的比例因子；以及10％的衰减和反相可以被表示为-0.90的比例因子。比例因子可能复数；例如，比例因子
Figure BDA0002651646320000111
可以表示为90度的相移。
在本发明实施例的一个实现方式中，如图5A和图5B所示(图5B示出了图5A中AVM122的差分形式)，AVM 122包括一组对正交信号进行操作的多个缩放单元。如前所述，同相和正交信号的组合可以导致不同幅度和相位的信号。例如，RF信号可以表示为：
x(t)＝A(t)cos[ωt+φ(t)]＝A(t)(cos[ωt]cos[φ(t)]-sin[ωt]sin[φ(t)])
用IQ形式写，同样的信号简单表示为：
x(t)＝I(t)cosωt-Q(t)sinωt
I(t)＝A(t)cosφ(t)
Q(t)＝A(t)sinφ(t)
且等效复基带信号为
xB(t)＝I(t)+jQ(t)
在基带频率上对正交信号进行操作的AVM 122将看到如上所述的信号I和信号Q。为了缩放(最终得到的)信号，AVM 122可以一起缩放I和Q分量。例如，为了得到一个用C来缩放的结果信号，I和Q分量每一个简单地乘以C。
通过用不同的(实)权重缩放I和Q分量，可以在重新组合后的结果信号中实现相移。例如，考虑RF信号x0(t)＝A(t)cos[ωt+φ(t)]，并假设需要对信号按A1缩放和对信号按φ1相移(导致新的RF信号x1(t)＝A1A(t)cos[ωt+φ(t)+φ1])。这样，原始信号可以分解为：
x0(t)＝A(t)cos[ωt+φ(t)]
I0(t)＝A(t)cos[φ(t)]
Q0(t)＝A(t)sin[φ(t)]
为了获得期望的结果，I和Q被缩放为：
I1(t)＝A1A(t)cos[φ(t)+φ1]
＝A1A(t)(cos[φ1]cos[φ(t)]-sin[φ1]sin[φ(t)])
Figure BDA0002651646320000121
且，同样的，
Q1(t)＝A1A(t)sin[φ(t)+φ1]
＝A1A(t)(sin[φ1]cos[φ(t)]+cos[φ1]sin[φ(t)])
Figure BDA0002651646320000122
例如，这种技术通常被用于从数字信号中生成相移和/或缩放的信号。不幸的是，它对RF信号的适用性本来就有限。对上述方程的进一步研究表明，I和Q比例因子不能表示为常数(两者都包括函数φ(t))。在现实世界中，不可能独立知道A(t)和/或φ(t)。
幸运的是，用复权重进行缩放可以克服这个问题。考虑到相同的信号x0(t)，相同的幅度和相位变化可以通过乘以：
Figure BDA0002651646320000131
Figure BDA0002651646320000132
来应用。这可以改写为：
CejφxB＝A1(I0(t)cosφ1-Q0(t)sinφ1)+jA1(I0(t)sinφ1+Q0(t)cosφ1)
且，因此：
I1(t)＝A1cosφ1I0(t)-A1sinφ1Q0(t)
Q1(t)＝A1sinφ1I0(t)+A1cosφ1Q0(t)
虽然这不再是I和Q分量的简单的标量乘法，但它是这些分量的线性组合(不需要独立知道A(t)或φ(t))。
如图5A和图5B所示，AVM 122可以通过组合原始I和Q信号的加权版本，将第一幅度缩放值(例如C)和第一相移值(例如φ)应用于I和Q信号。这里“应用”意味着以以下方式修改I和Q信号：当重新组合时，所得信号被缩放和相移(或者，换句话说，以以下方式修改I和Q信号：由I和Q信号分量表示的复基带信号被缩放和相移)。也就是说，通过将电路的权重设置为：
w1＝C cosφ
w2＝-C sinφ
w3＝C sinφ
w4＝C cosφ
复标量Cejφ可以应用于信号。
在一些情况下，正交信号的产生可能导致在预期信号的复共轭处的实质图像信号；即δ(I-jQ)其中δ是小于1的缩放因子(考虑到图像的功率通常比预期信号低得多的事实)。这通常是由于电路性能差异导致的I/Q不平衡造成的。在本发明实施例的实现方式中，AVM 122可以基于δ的检测、测量、和/或估计产生权重以校正图像的存在(或者否则可以以任何方式修改幅度缩放和/或相移值以减少图像的存在)。例如，假设需要的缩放因子为Cej φ。简单地用该因子对包含图像的信号进行加权，会产生以下响应：
Cejφ(I(1+δ)+jQ(1-δ))
＝C(I(1+δ)cosφ-Q(1-δ)sinφ)+jC(I(1+δ)sinφ+Q(1-δ)cosφ)
虽然不可能产生能够校正图像存在的标量(通过求解，人们可以发现“校正的比例”K基于I和Q而变化)：
Figure BDA0002651646320000141
但是通过单独操纵I和Q分量，我们仍然可以产生这样一个经校正的响应。使用图5A的电路，按如下方式设置权重：
Figure BDA0002651646320000142
Figure BDA0002651646320000143
Figure BDA0002651646320000144
Figure BDA0002651646320000145
产生期望的结果(即，应用权重提供与按K缩放相同的效果：K(I(1+δ)+jQ(1-δ))＝Cejφ(I+jQ))。
这是***100(通过控制器150或其他方式)响应于测量或估计的信号非理想性将预期比例值修改为实际比例值的示例。作为比例因子生成过程的一部分，***100可以附加地或替代地校正任何其他非理想性(或通常的，***操作的其他参数)。
每个模拟矢量调制器122优选地在其输入和输出处包括阻抗匹配网络，该阻抗匹配网络补偿模拟矢量调制器122的输入和输出阻抗(和/或相移量)由于信号分量频率的变化而产生的变化，或者简单地将阻抗从标准化阻抗水平(例如50欧姆)变换到移相器核心的合适阻抗水平和从移相器核心的合适阻抗水平变换到标准化阻抗水平(例如50欧姆)。或者，模拟矢量调制器122可以不包括阻抗匹配网络。阻抗匹配网络优选地是可调谐的(例如，连续地或离散可变的)，但是可以附加地或可替代地是静态的(即，通过使用网络实现的阻抗变换是不可变的)。
模拟矢量调制器122可以使用电路部件的任何合适的组合来生成输出信号分量。这些电路部件可以是分立的(例如，电容器、电感器)或集成的(例如，具有固定电容、电感、电阻和开关的单个部件)，或者任何其他合适的电路部件。
模拟矢量调制器122的缩放级可以包括衰减器、放大器、反相器和/或用于缩放发射信号分量的任何其他合适的部件。衰减器可以是电阻衰减器(T-pad型、Pi-pad型、Bridged-T型)、电容分压器、单位增益以下的放大器或任何其他合适类型的衰减器。放大器可以是晶体管放大器、真空管放大器、运算放大器或任何其他合适类型的放大器。反相器可以是任何反相器件，包括NPN/PNP反相电路、变压器和/或反相放大器。
模拟矢量调制器122优选地能够相移、衰减、增益、截止(例如，无限衰减)和反相，但是可选地可以仅能够实现所述能力的子集。每个模拟矢量调制器122优选地在单个设备中包括所有五种能力，但是可以附加地或替代地将能力分成不同的部分(例如，具有可调增益但没有反相能力的放大器，以及单独的相移电路)。模拟矢量调制器122优选地由调谐电路或控制器150控制，但是可以附加地或替代地以任何合适的方式控制。
在本发明实施例的一个实现方式中，一些或所有的AVM122是被分成一组缩放级的缩放器(例如衰减器)，它们一起优选地将总的缩放调整应用到相关联的信号路径。根据(例如，由控制器150确定和发送的)控制信号，这些缩放级优选地可以被切换为“开”(例如，应用于信号路径)或“关”(例如，被旁路，脱离信号路径)。这可以实现为硬件(例如，开关、一个或更多个晶体管等)中的物理连接/断开)、固件、和/或软件。改变缩放级的状态可以附加地或替代地以任何合适的方式来实现。由AVM 122引起的最终比例因子可以由哪个级开和哪个级关来确定；例如，具有4dB衰减级和8dB衰减级“开”的AVM 122可能导致12dB的衰减。可选地，AVM 122可以不被分成一组级。附加地或替代地，级可以被配置成使得处于“开”或“关”状态的两个或更多级的各种组合提供任何合适的总比例因子应用。
每个缩放级优选地导致衰减或增益的设定量(即，不可变的量)。或者，缩放级可以包括可调元件。例如，衰减级可以包括压控电阻器(例如用FET实现)；通过改变该级的控制电压，可以改变电阻(以及因此通过该级的信号所经历的衰减量)。同样，放大级可以包括电压或电流控制的放大器。
缩放级可以配置为与各种编码方案一起使用。编码方案优选地指定如何配置缩放级，以便实现AVM 122的特定总比例因子。优选地，这通过指定一组开关中的每一个的状态(例如，开或关)来实现，每个开关被配置为从信号路径断开和/或连接缩放级之一。或者，这可以通过调整每个缩放级的可变比例因子或以任何其他合适的方式来实现。可以使用若干编码方案变化，例如二进制编码、温度计编码和混合温度计编码。二进制编码方案可以实现AVM 122架构的某些方面，例如与全温度计编码方案相比，需要更少的单独开关(例如，比特)来获得特定的总比例因子。温度计编码方案可以实现其他方面，例如在缩放器操作期间幅度和相位的单调性，但是与完全二进制编码方案相比，需要更多的开关。混合温度计编码方案优选地包括温度计编码用于AVM 122的缩放级的一子集，以及二进制编码用于AVM 122的缩放级的另一子集，以便结合温度计编码的其他特定方面利用二进制编码的某些方面。因此，混合温度计编码方案结合了二进制方案和温度计方案的属性，以便包括两者的期望方面。
在本发明实施例的一个实现方式中，AVM 122包括根据混合温度计方案衰减输入信号的新颖电路，如图6A和图6B所示。该电路包括多个并联的衰减级，其中一些是并联电阻级(例如，Ra，由S1控制；Rb，由S2控制)，其中一些是串并联电阻级(例如，Rc&Rd，由S3控制；Re&Rf，由S4控制)。在电路的差分版本中(例如，如图5B所示)，AVM 122可以另外包括翻转AVM 122输出极性的“符号级”。并联电阻级优选地比串并联电阻级更靠近输入端；在这样的配置中，虽然每个并联电阻级同等地影响衰减(例如，S1开S2关相当于S1关S2开)，但是每个串并联电阻级对衰减的影响在该级离输入端越远时越小(例如，S3开/关比S4开/关具有更大的影响)。可选地，AVM 122可以包括以任何方式耦合的任何数量的级。
虽然在这种实施方式中，电阻值可以被设置为任何值，但是对于特定的电阻比(并联电阻＝串联电阻的两倍)，连续的串并联级的衰减之间的关系具有2的幂关系；例如，当并联电阻(如Rd、Rf、Rh…)是串联电阻(如Rc、Re、Rg…)的两倍时，S3对衰减的贡献是S4对衰减的贡献的两倍。因此，仅由串并联电阻级组成的网络被称为R-2R网络。相比之下，该实现方式的网络在串并联电阻级之前包括纯并联电阻级(优选地)。在串并联电阻级之前包括并联电阻级提供了两个优点：第一，是与传统的R-2R网络相比，开关配置的输入和输出阻抗变化较小；第二，这种配置非常适合混合温度计编码(如下所述)。
在讨论这种网络中混合温度计编码的实现方式之前，先简要回顾一下编码的类型。实现二进制编码方案的衰减器的例子可以包括：被配置为具有16个相移值的四级二进制编码衰减器。也就是说，衰减器可以具有对应于二进制数的衰减值，二进制数又对应于特定的衰减器状态，例如：0000(比例因子：1)、0001(比例因子.99)、0010(比例因子.96)…1111(比例因子.68)。请注意，比例因子可用于描述缩放电压或缩放功率。相反，实现温度计编码方案的衰减器的例子可以包括：配置成具有五个衰减值的四级温度计编码衰减器。也就是说，衰减器可以具有对应于温度计编码数的衰减值，而温度计编码数又对应于特定的衰减器状态，例如：0000(比例因子.90)、0001(比例因子.80)、0011(比例因子.70)、0111(比例因子.60)、1111(比例因子.50)。实现混合温度计编码方案的衰减器的例子可以包括八个级，其中前四个级如上述二进制编码衰减器中那样编码，后四个级如上述温度计编码衰减器中那样编码。也实现混合温度计编码方案的备选AVM 122可以包括任何合适数量的级，且在二进制编码级的数量和温度计编码级的数量之间具有任何合适的划分(例如，59级，其中7级是二进制编码的，52级是温度计编码的)。
在图6A和图6B所示电路的混合温度计实现方式中，在如图6C所示的一个示例中，纯并联电阻级是温度计编码的，而紧随其后的一组串并联级是二进制编码的，随后(可选地)是第二组串并联级(也是二进制编码的)和/或符号级。第一组级对应于衰减的最高有效位(MSB)(例如，这些级比随后的级对衰减的贡献更大)。第二组级同样对应于衰减的最低有效位(LSB)。可选的第三组级(其对衰减的贡献甚至比LSB对衰减的贡献更小)可用于“微调”(例如，衰减变化意在校正衰减电路之间的电路或元件变化)。微调级优选地仅在校准衰减电路时被设置，但是可以附加地或替代地被动态改变(例如，响应于局部温度差，以便保持跨AVM 122的设置之间的匹配)。同样，AVM 122的差分版本也可以包括符号级。
请注意，在某些情况下，从调整角度来看，级可能会重叠(例如，级的某些部分可能比级的其他部分调整得更频繁)。例如，第一级的第一部分(或子级)可以仅在长时间间隔被调谐，而第一级的第二部分(或子级)可以在与第一部分相同的长时间间隔被调谐，但是另外也在其他时间被调谐。
在本发明实施例的实现方式中，控制器150生成AVM 122的期望比例因子输出，并根据上述混合温度计编码方案将期望比例因子输出编码成离散值。在一些实现方式中，该离散值可以是基于AVM 122的配置的期望输出的近似值。例如，每个衰减级的预定衰减值可以允许一定范围的离散总衰减值，并且编码的离散衰减值因此可以比期望的衰减输出大或小有限的量。在另一示例中，混合温度计编码方案可以根据衰减曲线将期望的衰减输出变换成离散的衰减输出，并且衰减级的可用配置集合可以以分段线性的方式(例如，功率线性、电压线性)近似衰减曲线。控制器150优选地根据这样编码的离散衰减值，优选地通过激活衰减级的子集，来调节AVM 122的总衰减。然而，AVM 122的总衰减可以替代地或附加地以任何合适的方式调整。
注意，控制器150可以选择具有不同参数的混合温度计方案。例如，控制器150可以选择旨在最小化反射系数的第一混合温度计编码方案或者旨在最大化消除性能的第二混合温度计编码方案。控制器150可以基于任何合适的信息自动选择方案；例如，如果反射系数上升到设定的阈值以上，可以自动选择反射系数最小化方案。控制器50可以基于任何合适的信息以任何方式(自动、手动等)选择或以其他方式修改编码方案。
在本发明实施例的另一实现方式中，控制器150在操作期间递增AVM 122的总比例因子值。在该变型中，衰减值依照根据混合温度计代码计算的一系列步长(例如，增量)而递增。这些步长可以附加地或替代地根据衰减曲线来计算，使得递增总衰减导致沿着曲线的离散衰减值的总衰减值。在一些实现方式中，根据混合温度计代码的温度计分量计算总衰减值的粗略增量(或沿着衰减曲线)，并且根据混合温度计代码的二进制分量计算精细增量。一般来说，粗略增量优选地是大于任何精细增量的任何增量，但是粗略和/或精细增量可以附加地或替代地是任何合适的增量。
注意，虽然前面的混合温度计编码的例子是针对衰减给出的，但是应当理解，AVM122的其他方面(例如，相移、放大)可以以基本相似的方式进行编码。
延迟器123用于延迟发射信号分量，优选地匹配接收的自干扰中的相应延迟。由每个延迟器123引入的延迟(也称为延迟器延迟)优选地是可变的(即，延迟器123是可变延迟器)，但是延迟器123可以附加地或替代地引入固定延迟。延迟器123优选地被实现为模拟延迟电路(例如，斗链式设备、长传输线、RC/LC/RLC有源或无源滤波器网络、表面声波(SAW)延迟线、热电或机械延迟或光延迟线)，但是可以附加地或替代地以任何其他合适的方式实现(例如，延迟器可以使用具有ADC和DAC的数字延迟器123来实现)。如果延迟器123是可变延迟器，则引入的延迟优选地由调谐电路设置，但是可以附加地或替代地以任何合适的方式设置。
延迟器123可以覆盖整个频带或仅部分(子)频带；例如，如果它降低了成本或提高了性能，则延迟的总带宽可以被分割，并且可以使用合适的子带滤波器设备。此外，为了减少物料清单(BOM)中不同延迟设备的数量或降低成本或提高性能，这些不同的子带可以通过频率转换(上混频和下混频)转换成一个优选的子带。
每个延迟器123可以在其输入端和输出端处包括阻抗匹配网络，该阻抗匹配网络补偿延迟器123的输入和输出阻抗(和/或延迟量)由于信号分量频率的变化而产生的变化，或者将阻抗从标准化阻抗水平(50欧姆)变换到延迟器核心的合适阻抗水平和从延迟器核心的合适阻抗水平变换到标准化阻抗水平(50欧姆)。或者，延迟器123可以不包括阻抗匹配网络。阻抗匹配网络优选地是可调的(例如，连续或离散可变的)，但是附加地或替代地可以是静态的(即，通过使用网络实现的阻抗变换是不可变的)。
在本发明实施例的一种实现方式中，延迟器123实现主动延迟，如图7A、图7B和图7C所示。在这样的实现方式中，延迟器123可以在延迟长度(例如，2.5、5.0、10ns)和延迟损耗/增益(例如，-4dB、0dB、4dB)两者中进行配置。此外，可以针对带宽(例如，基于耦合到运算放大器的部件)来调谐延迟器123，并补偿工艺变化。虽然通常在带宽和延迟时间之间存在折衷(并且可以为此选择带宽)，但是在某些情况下，在相同的信号路径中交替使用带宽限制更大的延迟(以下称为“低通延迟器”)和带宽限制较小的延迟(以下称为“全通延迟器”)可能是有利的。在这种情况下，这种交替可能导致延迟器123链的增益对频率和延迟对频率的响应比其他情况下更平坦。在另一种情况下，可以通过在信号路径中接入或断开(附加)延迟级来改变延迟时间，而无需使用旁路开关来改变带宽。
可变延迟和带宽可以通过在图7A、图7B、图7C所示的延迟实现方式中使用可切换电容器组来实现。例如，切换到较低的电容值可以产生较低的延迟和较宽的带宽覆盖范围，反之亦然。类似地，可切换的电阻器组可以用于改变延迟的增益。此外，使用与带宽开关并联的小电容器可以消除过程变化。
注意，相移的变化可以影响延迟(反之亦然)，因此矢量调制器122和延迟器123可以协同调谐(例如，如果相移值改变，延迟器值也可以改变以补偿相移引入的非预期延迟)。
在由矢量调制器122和/或延迟器123变换之后，发射信号分量被变换成自干扰消除信号分量，其可以被组合以形成自干扰消除信号。
组合耦合器124用于组合自干扰消除信号分量，以生成模拟自干扰消除信号；模拟自干扰消除信号然后可以与模拟接收信号组合以去除自干扰。组合耦合器124优选地组合自干扰消除信号分量(由多条信号路径产生)，并输出所产生的模拟自干扰消除信号。组合耦合器124优选地是传输线耦合器，但是可以附加地或替代地是(在采样耦合器121部分中被描述的)任何合适类型的耦合器。组合耦合器124(像***100的所有其他耦合器一样)可以可选地包含放大。组合耦合器124可以另外包含用于在输出自干扰消除信号之前对其进行后处理的任何合适的电子器件；例如，组合耦合器124可以包含放大器以增加自干扰消除信号的功率。组合耦合器124可以组合信号分量以形成信号(例如，自干扰消除信号分量可以被组合以形成自干扰消除信号)，但是可以附加地或替代地组合信号分量以形成信号超分量(super-component)，该信号超分量随后可以被组合以形成信号。请注意，信号分量、信号超分量、和信号之间没有任何固有的物理差异；不同的术语是用来标识信号或信号分量最终是如何使用的。例如，一组第一和第二信号分量可以被组合以形成第一超分量，一组第三和第四信号分量可以被组合以形成第二超分量，并且第一和第二超分量可以被组合以形成信号(或者如果以后要发生组合，则形成超超分量(super-super-component)，等等)。
组合耦合器124可以具有固定或可变的组合比；例如，可变耦合器124可以在校准期间(缓慢但不频繁)或调谐期间(快速且频繁)或在任何时间以任何方式进行调节。
在本发明实施例的一个实现方式中，组合耦合器124可以包括多级放大。在这种配置中，耦合器124可以附加地或替代地具有开关特征，以将输入(例如，从抽头)耦合到放大的各个级，如图8所示。具体而言，可能希望较高功率信号分量(通常对应于较早/较低延迟抽头的那些)在组合耦合器124处接收较少的放大，因此可以携带那些较高功率信号分量的抽头可以从一个或更多个组合耦合器124放大级中切换出来。附加地或替代地，输入可以以任何方式切换或分配给放大级。请注意，开关配置对应于操作模式；即，一组开关配置对应于组合耦合器的一种操作模式，而不同的一组的开关配置对应于另一种操作模式。
消除器120还可以包含一个或更多个线性化电路，以补偿自干扰消除器120中生成的非线性；例如在放大器、开关、混频器、缩放器、移相器和延迟器中生成的非线性。这些线性化电路可以连接到单个块(局部线性化)，或者包括整个信号路径(全局线性化)。
如前所述，初级模拟自干扰消除器120可以在IF(包括基带)或RF频带中的一者或两者上执行自干扰消除。如果初级模拟自干扰消除器120在IF频带或基带执行消除，模拟自干扰消除器120优选地包括下变频器125和上变频器126(如图3所示)。进一步注意，模拟自干扰消除器120可以包括工作在不同频率的独立频率转换器。消除器120可以以在任何频带工作的任何部件为特征。注意，为了保持延迟信号的高精度水平，在RF频率上的延迟可能是所希望的，而IF或光学延迟可以在以较小的面积适应更灵活的频率使用和更宽的带宽方面提供好处。然而，延迟可以在任何情况下以任何频率执行。
下变频器125用于将RF发射信号分量的载波频率下变频到中频(或者，在某些情况下，基带(IF＝0Hz))以准备其由初级模拟消除器120进行变换。下变频器125优选地基本上类似于接收机的下变频器(尽管诸如LO频率、线性度和滤波器配置之类的细节在两者之间可以不同)，但是附加地或替代地可以是任何合适的下变频器。可选地，下变频器125可以用于任何信号下变频。
注意，如图3所示，下变频器125可以另外将输入信号分解成同相(I)和正交(Q)分量；在这种情况下，Q混频器的LO相位与I混频器的LO相位正交。
上变频器126用于将(从初级模拟消除器120接收的)IF自干扰消除信号的载波频率上变频到射频，准备其在接收机处与RF接收信号组合。上变频器126优选地通信耦合到接收机和初级模拟消除器120，并且优选地从初级模拟消除器120接收IF自干扰消除信号，将信号上变频到射频，并且将得到的RF自干扰消除信号传递到接收机。可选地，上变频器126可以用于任何信号上变频。
放大器127可以是晶体管放大器、真空管放大器、运算放大器或任何其他合适类型的放大器。
在初级模拟自干扰消除器120工作在IF的实现方式中，***100优选地包括次级模拟自干扰消除器130(或者，***100可以包括或不包括用于任何配置的次级模拟自干扰消除器130)。
次级模拟自干扰消除器130优选地基本上类似于初级模拟自干扰消除器120；然而，次级消除器130优选地使用不同配置中的不同部件来操作。次级消除器130可以包括采样耦合器131、模拟矢量调制器(AVM)132、延迟器133和组合耦合器134、下变频器135、上变频器136和/或放大器137，除非另有说明，它们基本上类似于初级消除器120中的类似部件。
例如，在本发明实施例的一个实现方式中，次级模拟自干扰消除器130包括采样耦合器131、单RF抽头(包括一组可旁路相移AVM 132和可选的可变衰减AVM 132)和组合耦合器134，如图9所示。在该实现方式中，次级消除器130优选地包括被设计成在主RF频率下工作的主移相器(例如，AVM 132b)(例如，被设计成在5.5GHz下提供最大360度相移的6位移相器)和被设计成在较低频率下补充主移相器的辅移相器(例如，被设计成在2.2GHz下提供180度相移的单位移相器)。辅移相器可以根据需要在较低频率时接入信号路径，而在较高频率时从信号路径中断开。虽然主移相器或辅移相器可以具有可变相位，但是以这种方式分割移相器可以在相同带宽下提供比单个可变移相器更大的功率和空间节省。类似于初级消除器120，次级消除器130可以以任何方式配置。
数字自干扰消除器140用于从数字发射信号中产生数字自干扰消除信号。数字自干扰消除信号优选地(通过DAC)被转换成模拟自干扰消除信号，并与模拟自干扰消除信号相结合，以进一步减少接收机110处的RF接收信号中存在的自干扰。附加地或替代地，数字自干扰消除信号可以与数字接收信号组合。
数字自干扰消除器140优选地使用ADC对发射机的RF发射信号进行采样(附加地或替代地，消除器140可以对数字发射信号或任何其他合适的发射信号进行采样)，并且基于数字变换配置将采样的和转换的RF发射信号变换为数字自干扰信号。数字变换配置优选地包括指示数字自干扰消除器140怎样将数字发射信号变换为数字自干扰信号(例如，用于将发射信号变换为自干扰信号的广义记忆多项式的系数)的设置。
数字自干扰消除器140可以使用通用处理器、数字信号处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)和/或任何合适的处理器或电路来实现。数字自干扰消除器140优选地包括存储配置数据的存储器，但是可以附加地或替代地使用外部存储的配置数据或以任何合适的方式来配置。在一个实现方式中，数字自干扰消除器140基本上类似于2014年8月11日提交的美国专利申请第14/456,320号的数字自干扰消除器，该美国专利申请的全部内容通过引用结合于此。
数字自干扰消除器140可以以多种方式耦合到发射信号和接收信号。例如，数字自干扰消除器140可以使用转换的RF发射信号作为输入，以及提供转换的数字自干扰消除信号作为输出。作为另一个例子，数字自干扰消除器140可以使用数字发射信号作为输入，以及提供数字自干扰消除信号作为输出(直接到数字接收信号)。在数字和模拟接收信号的任意组合中，数字自干扰消除器可以附加地或替代地耦合到发射信号。
注意，虽然这些例子参考了RF发射信号和RF接收信号，但是数字自干扰消除器140可以附加地或替代地耦合到IF发射信号和/或IF自干扰消除信号。
控制器150用于控制模拟自干扰消除器120/130，尤其是其部件(例如，延迟器123/133、矢量调制器122/132)。控制器150可以附加地或替代地用于控制***100的任何部分(例如，数字自干扰消除器140)。例如，控制器150可以控制延迟器123的开关或其他配置参数。
优选实施例及其变型的方法可以被至少实现部分地体现和/或实现为被配置成接收存储计算机可读指令的计算机可读介质的机器。这些指令优选地由优选地与自干扰消除***集成的计算机可执行部件来执行。计算机可读介质可以存储在任何适当的计算机可读介质(例如RAM、ROM、快闪存储器、EEPROM、光学设备(CD或DVD)、硬盘驱动器、软盘驱动器、或任何适当的设备)上。计算机可执行部件优选地是通用或专用处理器，但任何合适的专用硬件或硬件/固件组合设备可以可替代地或另外地行指令。
如本领域中的技术人员将从先前的详细描述以及从附图和权利要求中认识到的，可在不偏离在所附权利要求中限定的本发明的范围的情况下对本发明的优选的实施方式进行修改和改变。

Claims (24)

1.一种用于自干扰消除的***，其包括：
发射耦合器，所述发射耦合器通信地耦合到通信***的射频(RF)发射信号，对所述RF发射信号进行采样以产生具有RF载波频率的采样RF发射信号；
第一模拟自干扰消除器，所述第一模拟自干扰消除器包括：
下变频器，所述下变频器将所述采样RF发射信号分解成同相发射信号分量和正交发射信号分量；
第一采样耦合器，所述第一采样耦合器将所述同相发射信号分量分成第一路径同相发射信号分量和第二路径同相发射信号分量；
第二采样耦合器，所述第二采样耦合器将所述正交发射信号分量分成第一路径正交发射信号分量和第二路径正交发射信号分量；
第一模拟矢量调制器，所述第一模拟矢量调制器缩放所述第一路径同相发射信号分量以生成第一缩放的同相发射信号分量，并缩放所述第一路径正交发射信号分量以生成第一缩放的正交发射信号分量；
第一延迟器，所述第一延迟器延迟所述第二路径同相发射信号分量，以生成第一延迟的同相发射信号分量；
第二延迟器，所述第二延迟器延迟所述第二路径正交发射信号分量以生成第一延迟的正交发射信号分量；
第二模拟矢量调制器，所述第二模拟矢量调制器缩放所述第一延迟的同相发射信号分量以生成第二缩放的同相发射信号分量，并缩放所述第一延迟的正交发射信号分量以生成第二缩放的正交发射信号分量；
第一组合耦合器，所述第一组合耦合器组合所述第一缩放的同相发射信号分量和所述第二缩放的同相发射信号分量，以生成同相自干扰消除信号分量；
第二组合耦合器，所述第二组合耦合器组合所述第一缩放的正交发射信号分量和所述第二缩放的正交发射信号分量，以生成正交自干扰消除信号分量；和
上变频器，所述上变频器从所述同相自干扰消除信号分量和所述正交自干扰消除信号分量生成RF自干扰消除信号；和
接收耦合器，所述接收耦合器通信地耦合到所述通信***的RF接收信号，将所述RF自干扰消除信号与所述RF接收信号组合，产生RF复合接收信号；其中，所述RF复合接收信号比所述RF接收信号包含更少的自干扰。
2.根据权利要求1所述的***，其中，所述第一模拟自干扰消除器还包括：
第三采样耦合器，所述第三采样耦合器将所述第一延迟的同相发射信号分量分成第一路径第一延迟的同相发射信号分量和第二路径第一延迟的同相发射信号分量；其中，所述第二模拟矢量调制器耦合到所述第一路径第一延迟的同相发射信号分量；
第四采样耦合器，所述第四采样耦合器将所述第一延迟的正交发射信号分量分成第一路径第一延迟的正交发射信号分量和第二路径第一延迟的正交发射信号分量；其中，所述第二模拟矢量调制器耦合到所述第一路径第一延迟的正交发射信号分量；
第三延迟器，所述第三延迟器延迟所述第二路径第一延迟的同相发射信号分量，以生成第二延迟的同相发射信号分量；
第四延迟器，所述第四延迟器延迟所述第二路径第一延迟的正交发射信号分量，以生成第二延迟的正交发射信号分量；和
第三模拟矢量调制器，所述第三模拟矢量调制器缩放所述第二延迟的同相发射信号分量以生成第三缩放的同相发射信号分量，并缩放所述第二延迟的正交发射信号分量以生成第三缩放的正交发射信号分量；
其中，所述第一组合耦合器组合所述第一缩放的同相发射信号分量、所述第二缩放的同相发射信号分量和所述第三缩放的同相发射信号分量，以生成所述同相自干扰消除信号分量；其中，所述第二组合耦合器组合所述第一缩放的正交发射信号分量、所述第二缩放的正交发射信号分量和所述第三缩放的正交发射信号分量，以生成所述正交自干扰消除信号分量。
3.根据权利要求2所述的***，还包括第一放大器和第二放大器，所述第一放大器在所述第一路径同相发射信号分量由所述第一模拟矢量调制器缩放之前放大所述第一路径同相发射信号分量，所述第二放大器在所述第一路径正交发射信号分量由所述第一模拟矢量调制器缩放之前放大所述第一路径正交发射信号分量。
4.根据权利要求3所述的***，还包括第三放大器，所述第三放大器在所述RF自干扰消除信号与所述RF接收信号组合之前放大所述RF自干扰消除信号。
5.根据权利要求2所述的***，其中，所述同相发射信号分量和所述正交发射信号分量都具有中频(IF)载波频率；其中，所述IF载波频率小于所述RF载波频率。
6.根据权利要求5所述的***，其中，所述IF载波频率是0赫兹。
7.根据权利要求1所述的***，其中，所述第一模拟矢量调制器从所述第一路径同相发射信号分量和所述第一路径正交发射信号分量的第一线性组合中生成所述第一缩放的同相发射信号分量；其中，所述第一模拟矢量调制器从所述第一路径同相发射信号分量和所述第一路径正交发射信号分量的第二线性组合中生成所述第一缩放的正交发射信号分量。
8.根据权利要求7所述的***，其中，为了应用第一幅度缩放值和第一相移值，所述第一模拟矢量调制器通过将所述第一路径同相发射信号分量、所述第一幅度缩放值和所述第一相移值的余弦的乘积与所述第一路径正交发射信号分量、所述第一幅度缩放值和所述第一相移值的负正弦的乘积相加来生成所述第一线性组合；并且所述第一模拟矢量调制器通过将所述第一路径同相发射信号分量、所述第一幅度缩放值和所述第一相移值的正弦的乘积与所述第一路径正交发射信号分量、所述第一幅度缩放值和所述第一相移值的余弦的乘积相加来生成所述第二线性组合。
9.根据权利要求8所述的***，其中，所述第一模拟矢量调制器使用差分衰减器电路生成所述第一线性组合和所述第二线性组合。
10.根据权利要求7所述的***，其中，由所述第一路径同相发射信号分量和所述第一路径正交发射信号分量表示的复信号包含预期信号和图像信号两者；其中，所述图像信号是所述预期信号的复共轭。
11.根据权利要求10所述的***，其中，为了应用第一幅度缩放值和第一相移值，在检测、测量或估计所述图像信号之后所述第一模拟矢量调制器生成所述第一线性组合和所述第二线性组合；其中，所述第一模拟矢量调制器生成所述第一线性组合和所述第二线性组合，以减少所述图像信号在所述第一缩放的同相发射信号分量和所述第一缩放的正交发射信号分量中的存在。
12.根据权利要求11所述的***，其中，为了应用第一幅度缩放值和第一相移值，所述第一模拟矢量调制器通过将所述第一路径同相发射信号分量、所述第一幅度缩放值、所述第一相移值的余弦以及1/(1+缩放因子)的乘积与所述第一路径正交发射信号分量、所述第一幅度缩放值、所述第一相移值的负正弦以及1/(1-所述缩放因子)的乘积相加来生成所述第一线性组合；并且所述第一模拟矢量调制器通过将所述第一路径同相发射信号分量、所述第一幅度缩放值、所述第一相移值的正弦以及1/(1+所述缩放因子)的乘积与所述第一路径正交发射信号分量、所述第一幅度缩放值、所述第一相移值的余弦和1/(1-所述缩放因子)的乘积相加来生成所述第二线性组合。
13.根据权利要求12所述的***，其中，所述缩放因子是从所述图像信号与所述预期信号的信号功率比中导出的。
14.根据权利要求13所述的***，其中，所述第一模拟矢量调制器使用差分衰减器电路生成所述第一线性组合和所述第二线性组合。
15.根据权利要求1所述的***，其中，所述第一组合耦合器包括第一放大级和第二放大级；其中，在第一操作模式中，所述第一组合耦合器使用所述第一放大级和所述第二放大级二者来放大所述第二缩放的同相发射信号分量；其中，在所述第一操作模式中，所述第一组合耦合器仅使用所述第一放大级和所述第二放大级之一来放大所述第一缩放的同相发射信号分量。
16.根据权利要求15所述的***，其中，所述第一组合耦合器还包括开关；其中，在第二操作模式中，所述第一组合耦合器使用所述第一放大级和所述第二放大级二者来放大所述第二缩放的同相发射信号分量；其中，在所述第二操作模式中，所述第一组合耦合器使用所述第一放大级和所述第二放大级二者来放大所述第一缩放的同相发射信号分量；其中，所述开关将所述第一组合耦合器从所述第一操作模式切换到所述第二操作模式。
17.根据权利要求2所述的***，其中，所述第一组合耦合器包括第一放大级和第二放大级；其中，在第一操作模式中，所述第一组合耦合器使用所述第一放大级和所述第二放大级二者来放大所述第三缩放的同相发射信号分量；其中，在所述第一操作模式中，所述第一组合耦合器使用所述第一放大级和所述第二放大级二者来放大所述第二缩放的同相发射信号分量；其中，在所述第一操作模式中，所述第一组合耦合器仅使用所述第一放大级和所述第二放大级之一来放大所述第一缩放的同相发射信号分量。
18.根据权利要求17所述的***，其中，所述第一组合耦合器还包括开关；其中，在第二操作模式中，所述第一组合耦合器使用所述第一放大级和所述第二放大级二者来放大所述第三缩放的同相发射信号分量；其中，在所述第二操作模式中，所述第一组合耦合器仅使用所述第一放大级和所述第二放大级之一来放大所述第二缩放的同相发射信号分量；其中，在所述第二操作模式中，所述第一组合耦合器仅使用所述第一放大级和所述第二放大级之一来放大所述第一缩放的同相发射信号分量；其中，所述开关将所述第一组合耦合器从所述第一操作模式切换到所述第二操作模式。
19.根据权利要求1所述的***，其中，所述第一模拟矢量调制器使用具有一组缩放级的差分衰减器电路来生成所述第一缩放的同相发射信号分量和所述第一缩放的正交发射信号分量，所述差分衰减器电路按总比例因子来缩放信号；其中，所述一组缩放级通过一组开关连接到所述差分衰减器电路；其中，所述总比例因子通过所述一组开关的状态配置来设置。
20.根据权利要求19所述的***，其中，所述***通过以下方式来生成所述状态配置：计算所述差分衰减器电路的期望缩放器输出并选择导致最接近所述期望缩放器输出的总比例因子的所述状态配置。
21.根据权利要求20所述的***，其中，所述状态配置选自根据混合温度计代码确定的一组状态配置。
22.根据权利要求7所述的***，其中，所述第一模拟矢量调制器通过以下方式来生成所述第一线性组合：使用第一差分衰减器电路缩放所述第一路径同相发射信号分量、使用第二差分衰减器电路缩放所述第一路径正交发射信号分量、以及在缩放后对所述同相发射信号分量和所述第一路径正交发射信号分量求和；其中，所述第一模拟矢量调制器通过以下方式来生成所述第二线性组合：使用第三差分衰减器电路缩放所述第一路径同相发射信号分量、使用第四差分衰减器电路缩放所述第一路径正交发射信号分量、以及在缩放后对所述同相发射信号分量和所述第一路径正交发射信号分量求和。
23.根据权利要求22所述的***，其中，具有第一组缩放级的所述第一差分衰减器电路按第一总比例因子缩放所述第一路径同相发射信号分量；其中，所述第一总比例因子由所述第一组缩放级的第一状态配置来设置；其中，具有第二组缩放级的所述第二差分衰减器电路按第二总比例因子缩放所述第一路径正交发射信号分量；其中，所述第二总比例因子由所述第二组缩放级的第二状态配置来设置；其中，具有第三组缩放级的所述第三差分衰减器电路按第三总比例因子缩放所述第一路径同相发射信号分量；其中，所述第三总比例因子由所述第三组缩放级的第三状态配置来设置；其中具有第四组缩放级的所述第四差分衰减器电路按第四总比例因子缩放所述第一路径正交发射信号分量；其中，所述第四总比例因子由所述第四组缩放级的第四状态配置来设置。
24.根据权利要求23所述的***，其中，所述第一状态配置、所述第二状态配置、所述第三状态配置和所述第四状态配置选自根据混合温度计代码确定的一组状态配置。
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