CN111600518B - 基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，包括如下步骤：步骤SS1：搭建电流环自抗扰控制器闭环回路；步骤SS2：确定永磁同步电机电流环能够解近似耦线性化，通过电流传感器检测得到永磁同步电机的两相定子电流和经过Clarke变换和Park变化得到永磁同步电机的直轴电流和交轴电流，建立PMSM在两相旋转坐标系即d‑q坐标系下的电流环数学模型；步骤SS3：根据交轴电流值，设计“参考电流变换率前馈”；步骤SS4：根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型，设计电流环的改进型自抗扰控制器。本发明彻底解决PMSM的电流波动更小，提高***的抗动能力，增加电机的稳定性的技术需求。

Description

基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法

技术领域

本发明涉及一种基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，属于伺服控制***技术领域。

背景技术

在高精度伺服***中，由于永磁同步电机(PMSM)性能优越，广泛应用于各种工业领域和高性能伺服***，逐渐成为伺服***执行电机的主流。然而永磁同步电机作为一个多变量、非线性、强耦合的被控对象，在伺服***实际运行过程中，电机本体参数会发生变化，同时负载对象存在着不确定性，主要有转动惯量变化以及负载扰动等；另外，伺服***的应用环境也大多存在各种干扰。这些扰动因素对伺服***期望的伺服性能如动静态特性、控制精度和稳定性等方面造成不良的影响，有时甚至会引起控制品质严重下降，鲁棒性得不到保证。传统的控制理论对***参数变化的适应能力较差,难以克服***扰动、参数大范围变化等扰动因素对***性能的影响，抗干扰能力较弱，难以达到高精度伺服控制的要求。随着控制理论的发展，很多先进的算法被应用于永磁同步电机的控制研究中，如内膜控制、模糊控制、神经网络控制、滑模变结构控制等。但是其中的许多方法，涉及的数学知识较多，计算和实现较为复杂，不少方法只是停留在数值仿真阶段, 而且抗扰动能力有限。所以，针对当前伺服控制***中面临的问题，需要寻求一种性能更加优良、抗扰动能力强、易于实现的伺服控制策略，来满足日益迫切的高性能的伺服控制需求，使伺服***具有较强的抗扰能力。其中电流环是永磁同步电机的最内环，其主要功能是通过改善***最内环性用来改善整个***的动态性能，所以其电流环的好坏，会直接影响到速度环和位置环的性能，从而会影响到整个永磁同步电机的性能。

由于自抗扰控制技术(ADRC)不依赖于被控对象的内部机理和外扰规律，通过对总扰动量的实时估计并给予及时主动补偿，具有抗扰动能力强、精度高、响应速度快、结构简单等特点，同时算法简单、易实现，对被控***的不确定性没有严格限制，因而在永磁同步伺服***的抗扰动能力方面有着其他控制策略无法比拟的优势，成为了 PMSM伺服控制***控制策略的研究热点。在用自抗扰控制的PMSM 伺服***中，要想取得好的控制效果，观测器的跟踪效果必须很好才有可能，也即需要扩张状态观测器(ESO)的估计精度要高，如果ESO 的估计能力无法满足***的控制精度的要求，反过来就会使得自抗扰控制***的性能受到严重影响。ESO所估计的扰动项包括转速、转矩的变化以及转动惯量和阻尼系数的变化等。在永磁同步电机运行过程中，这些参数及扰动量都会发生变化，尤其是在负载扰动大的时候，扰动项幅值会很大。如果扰动的总和变化过大、过快，让ESO直接估计出这种扰动显然是加重了观测器的负担，ESO对扰动的估计难以保证很高的精度，导致自抗扰控制器对***扰动也难以进行准确的补偿，限制了自抗扰控制器取得更优的抗扰能力和控制性能。

现在普遍应用的非线性函数为fal(e,α,δ)函数：

在分段点δ处对fal(e,α,δ)函数求导：

αe^α-1≠1/δ^1-α,e＝δ (2-3)

可以看出在分段点处左右导数值不相同，尽管fal(e,α,δ)函数在原点处和分段点处是连续的，但是fal(e,α,δ)函数在原点处和分段点处不可导，并且没有良好的连续性和平滑性。

发明内容

本发明的目的在于，克服现有技术存在的缺陷，解决扩张状态观测器估计的扰动幅值过大，变化过于剧烈，精度不高，自抗扰能力不足的技术问题，提出一种基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，从而使得PMSM的电流波动更小，提高***的抗动能力，增加电机的稳定性。

本发明采用如下技术方案：基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤SS1：搭建电流环自抗扰控制器闭环回路；

步骤SS2：确定永磁同步电机电流环能够解近似耦线性化，通过电流传感器检测得到永磁同步电机的两相定子电流和经过Clarke变换和Park变化得到永磁同步电机的直轴电流和交轴电流，建立PMSM 在两相旋转坐标系即d-q坐标系下的电流环数学模型；

步骤SS3：根据交轴电流值，设计“参考电流变换率前馈”；

步骤SS4：根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型，设计电流环的改进型自抗扰控制器。

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS2中的永磁同步电机在d-q 轴上的数学模型为：

定子电压方程如下：

式(1-1)、(1-2)中u_d、u_q分别是定子电压d轴分量、q轴分量；i_d、 i_q分别是定子电流d轴分量、q轴分量；Ψ_d、Ψ_q分别是定子磁链d轴分量、q轴分量；ω是转子角频率；

磁链方程如下：

Ψ_d＝L_di_d+Ψ_f (2-6)

Ψ_q＝L_qi_q (2-7)

式(1-3)、(1-4)中L_d、L_q分别是定子绕组的d轴电感、q轴电感，它们均是与转子角位置θ无关的参数；L_d＝L_md+L₁,L_q＝L_mq+L₁，其中L_md、 L_mq是定转子间的d轴互电感、q轴互电感，L₁是定子漏电感；

电磁转矩方程如下：

Τ_em＝p(Ψ_di_q-Ψ_qi_d) (2-8)

机械运动方程如下：

式(1-6)中R_Ω是阻力系数，Τ_L是负载转矩；

根据定子电压方程以及机械运动方程，得到d-q坐标系下永磁同步电机状态方程：

式(1-7)、(1-8)是永磁同步电机电流环状态方程，式中L_d＝L_q＝L_a， R是定子线圈阻值；L是q轴的电感分量；Ψ_r是永磁体产生的磁链；u_q是q轴的电压；ω是电机转子角速度。

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS4中的根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型具体包括：

对于永磁同步电机电流环状态方程所示的***考虑到***未知外扰时，选取输入量U＝[u_d u_q]^Τ、输出量Y＝[i_d i_q]^Τ、状态变量X₁＝[i_d i_q]^Τ, 即可得到标准形式的永磁同步电机电流环状态方程：

其中w是***未知外扰，

由式(2-2)可知，采用i_d＝0的电流控制方法时在一定程度上实现了定子励磁电流i_d和转矩电流i_q的解耦；使用d、q轴电枢电压u_d、u_q控制d、q轴电枢电流i_d、i_q，由于永磁同步电机转子磁极的位置能够检测出来，因此d、q轴电枢电压u_d、u_q是可控的；然而在(2-2)中电感参数L_a存在较严重的参数摄动，此外扰动项ωi_q、

的存在也导致了***强耦合、非线性的特性；将f(X₁)视作***“内部扰动”，并将***“内外扰动”的总和作为***未知部分并扩张成为新的状态变量a(t)：a(t)＝f(i_q,t)+w(t)；

则电流环的自抗扰控制模型可表示为：

i′_q＝a(t)+bu (2-15)

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS1中的所述电流环自抗扰控制器闭环回路包括跟踪微分控制器TD、新型扩张状态观测器ESO、新型非线性误差反馈控制律NSEF、被控对象，所述跟踪微分控制器 TD的输出端、所述新型扩张状态观测器ESO的输出端分别与所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输入端相联接，所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输出端、所述新型扩张状态观测器ESO的输出端分别与所述被控对象的输入端相联接，所述被控对象的输出端与所述新型扩张状态观测器ESO的输入端相联接。

作为一种较佳的实施例，给定电流i_q ^*接所述跟踪微分控制器TD 的输入端，所述跟踪微分控制器TD的输出信号z₁₁与所述新型扩张状态观测器ESO的输出信号z₂₁相比较输出误差信号给所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输入端，所述新型扩张状态观测器ESO的输出信号z₂₂和给定电流i_q ^*微分后相比较后的输出信号除以补偿因子 b₀后再与所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输出信号相比较后输出信号给被控对象并输出被控量i_q，所述被控量i_q回流到所述新型扩张状态观测器ESO的输入端。

作为一种较佳的实施例，所述跟踪微分控制器TD的控制函数为：

其中，i_q ^*为永磁同步电机***q轴电流环的给定；z₁₁为i_q ^*的跟踪信号；r₀为速度因子；h₀为滤波因子；r₀和h₀用来安排瞬态过程的速度；跟踪微分控制器TD利用非线性函数来实现对输入信号广义导数的一种光滑逼近，其根据参考输入和受控对象的限制来安排过渡过程，得到光滑的输入信号。

作为一种较佳的实施例，所述跟踪微分控制器中的fhan(z₁₁-i_q ^*,v₂,r₀,h₀)为最速控制函数，表达式如下：

作为一种较佳的实施例，所述新型扩张状态观测器ESO的计算模型是：

其中，z₂₁为输出i_q的跟踪信号，e₁为跟踪误差，z₂₂为总扰动信号 w(t)的观测值；β₁、β₂为扩张状态观测器的增益；α₀、α₁为非线性因子；δ₁为非线性函数的线性区间宽度；b₀为补偿因子的估计值。

作为一种较佳的实施例，nfal(e，α，δ，γ)的表达式如下：

其中，z₂₁为输出i_q的跟踪信号，e₁为跟踪误差，z₂₂为总扰动信号 w(t)的观测值；β₁、β₂为扩张状态观测器的增益；α₀、α₁为非线性因子；δ₁为非线性函数的线性区间宽度；b₀为补偿因子的估计值。

作为一种较佳的实施例，所述新型非线性误差反馈控制律 NSEF的计算模型是：

β₃为新型非线性误差反馈控制率的增益，α₂为新型非线性误差反馈控制律的非线性因子，δ₂为新型非线性误差反馈控制律的滤波因子，新型非线性误差反馈控制率对误差信号的比例、积分和微分进行非线性计算，提高了***的控制精度，增强了***的抗扰性。

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS2具体包括：增加“参考电流变换率前馈”，根据总和扰动f(i_q,t)的估计值，可将一阶非线性***式i′_q＝a(t)+bu补偿成“一阶纯积分器串联型***”，即：

i'_q＝u₀ (2-23)

在给定电流i_q ^*已知的情况下，可先求出参考电流变换率，也即给定电流i_q ^*的一阶导数，并将该值赋给中间控制量u₀，因此被控量i_q，即实际电流，能很好的跟踪给定电流i_q ^*。

本发明所达到的有益效果：第一，本发明针对如何解决扩张状态观测器估计的扰动幅值过大，变化过于剧烈，精度不高，自抗扰能力不足的技术问题，实现PMSM的电流波动更小，提高***的抗动能力，增加电机的稳定性的技术需求，本发明在继承自抗扰控制器所有优点的同时，相对于未改进的自抗扰控制器有更好的抗干扰能力；第二，本发明提高了扩张状态观测器对***扰动的估计精度值；第三，本发明在传统自抗扰控制器优良的抗干扰能力的基础上，增加参考电流变换率前馈，提高***的电流跟踪精度，提高了补偿不确定扰动能力；第四，本发明将改进的新型扩张状态观测器应用于永磁同步电机电流控制中，使得电流环响应速度更快、波动更小、控制精度更高，全面改善了电流环的性能。

附图说明

图1是本发明的基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的架构示意图；

图2是阶跃输入时电流环的响应曲线；

图3是正弦输入作用下电流环的跟踪响应曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1所示，本发明提出基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，在传统的自抗扰控制器基础上，设计改进型扩张状态观测器，将该扩张状态观测器的扰动项补偿给电流环的改进型自抗扰控制器中，提高了***的抗干扰能力和***扰动的估计精度值；增添了“参考电流变换率前馈”，提高***的电流跟踪精度，提高了补偿不确定扰动能力。

本发明具体包括如下步骤：

步骤SS1：搭建电流环自抗扰控制器闭环回路；

步骤SS2：确定永磁同步电机电流环能够解近似耦线性化，通过电流传感器检测得到永磁同步电机的两相定子电流和经过Clarke变换和Park变化得到永磁同步电机的直轴电流和交轴电流，建立PMSM 在两相旋转坐标系即d-q坐标系下的电流环数学模型；

步骤SS3：根据交轴电流值，设计“参考电流变换率前馈”；

步骤SS4：根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型，设计电流环的改进型自抗扰控制器。

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS2中的永磁同步电机在d-q 轴上的数学模型为：

定子电压方程如下：

式(1-1)、(1-2)中u_d、u_q分别是定子电压d轴分量、q轴分量；i_d、 i_q分别是定子电流d轴分量、q轴分量；Ψ_d、Ψ_q分别是定子磁链d轴分量、q轴分量；ω是电机转子角速度；

磁链方程如下：

Ψ_d＝L_di_d+Ψ_f (3-3)

Ψ_q＝L_qi_q (3-4)

式(1-3)、(1-4)中L_d、L_q分别是定子绕组的d轴电感、q轴电感，它们均是与转子角位置θ无关的参数；L_d＝L_md+L₁,L_q＝L_mq+L₁，其中L_md、 L_mq是定转子间的d轴互电感、q轴互电感，L₁是定子漏电感；

电磁转矩方程如下：

Τ_em＝p(Ψ_di_q-Ψ_qi_d) (3-5)

机械运动方程如下：

式(1-6)中R_Ω是阻力系数，Τ_L是负载转矩；

根据定子电压方程以及机械运动方程，得到d-q坐标系下永磁同步电机状态方程：

式(1-7)、(1-8)是永磁同步电机电流环状态方程，式中L_d＝L_q＝L_a， R是定子线圈阻值；L是q轴的电感分量；Ψ_r是永磁体产生的磁链；u_q是q轴的电压；ω是电机转子角速度。

在永磁同步电机伺服控制***中，为使电流解耦，采用i_d≡0的矢量控制方式，因此可得

式中R是定子线圈阻值；L是q轴的电感分量；Ψ_r是永磁体产生的磁链；u_q是轴的电压；ω是电机转子角速度。

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS4中的根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型具体包括：

对于永磁同步电机电流环状态方程所示的***考虑到***未知外扰时，选取输入量U＝[u_d u_q]^Τ、输出量Y＝[i_d i_q]^Τ、状态变量X₁＝[i_d i_q]^Τ, 即可得到标准形式的永磁同步电机电流环状态方程：

其中w是***未知外扰，

由式(2-2)可知，采用i_d＝0的电流控制方法时在一定程度上实现了定子励磁电流i_d和转矩电流i_q的解耦；使用d、q轴电枢电压u_d、u_q控制d、q轴电枢电流i_d、i_q，由于永磁同步电机转子磁极的位置能够检测出来，因此d、q轴电枢电压u_d、u_q是可控的；然而在(2-2)中电感参数L_a存在较严重的参数摄动，此外扰动项ωi_q、

的存在也导致了***强耦合、非线性的特性；将f(X₁)视作***“内部扰动”，并将***“内外扰动”的总和作为***未知部分并扩张成为新的状态变量a(t)：a(t)＝f(i_q,t)+w(t)；

则电流环的自抗扰控制模型可表示为：

i′_q＝a(t)+bu (3-13)

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS1中的所述电流环自抗扰控制器闭环回路包括跟踪微分控制器TD、新型扩张状态观测器ESO、新型非线性误差反馈控制律NSEF、被控对象，所述跟踪微分控制器 TD的输出端、所述新型扩张状态观测器ESO的输出端分别与所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输入端相联接，所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输出端、所述新型扩张状态观测器ESO的输出端分别与所述被控对象的输入端相联接，所述被控对象的输出端与所述新型扩张状态观测器ESO的输入端相联接。

作为一种较佳的实施例，给定电流i_q ^*接所述跟踪微分控制器TD 的输入端，所述跟踪微分控制器TD的输出信号z₁₁与所述新型扩张状态观测器ESO的输出信号z₂₁相比较输出误差信号给所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输入端，所述新型扩张状态观测器ESO的输出信号z₂₂和给定电流i_q ^*微分后相比较后的输出信号除以补偿因子 b₀后再与所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输出信号相比较后输出信号给被控对象并输出被控量i_q，所述被控量i_q回流到所述新型扩张状态观测器ESO的输入端。

作为一种较佳的实施例，所述跟踪微分控制器TD的控制函数为：

其中，i_q ^*为永磁同步电机***q轴电流环的给定；z₁₁为i_q ^*的跟踪信号；r₀为速度因子；h₀为滤波因子；r₀和h₀用来安排瞬态过程的速度。

作为一种较佳的实施例，所述新型扩张状态观测器ESO的计算模型是：

其中，z₂₁为输出i_q的跟踪信号，e₁为跟踪误差，z₂₂为总扰动信号w(t)的观测值；β₁、β₂为扩张状态观测器的增益；α₀、α₁为非线性因子；δ₁为非线性函数的线性区间宽度；b₀为补偿因子的估计值。

作为一种较佳的实施例，所述新型非线性误差反馈控制律NSEF 的计算模型是：

β₃为新型非线性误差反馈控制率的增益，α₂为新型非线性误差反馈控制律的非线性因子，δ₂为新型非线性误差反馈控制律的滤波因子。新型非线性误差反馈控制率对误差信号的比例、积分和微分进行非线性计算，提高了***的控制精度，增强了***的抗扰性。

作为一种较佳的实施例，所述步骤SS2具体包括：增加“参考电流变换率前馈”，根据总和扰动f(i_q,t)的估计值，可将一阶非线性***式i′_q＝a(t)+bu补偿成“一阶纯积分器串联型***”，即：

i'_q＝u₀ (3-17)

在给定电流i_q ^*已知的情况下，可先求出参考电流变换率，也即给定电流i_q ^*的一阶导数，并将该值赋给中间控制量u₀，因此被控量i_q，即实际电流，能很好的跟踪给定电流i_q ^*。

本实施例中，用自抗扰控制器对如下对象进行simulink建模和仿真研究。本实施例改进型自抗扰控制器的参数见表1。

表1 ADRC的参数

在仿真时，将永磁同步电机电流控制***在传统自抗扰控制和改进型自抗扰控制进行比较，图2、图3分别为阶跃输入时电流环的响应曲线和正弦输入作用下电流环的跟踪响应曲线。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤SS1：搭建电流环自抗扰控制器闭环回路；

步骤SS2：确定永磁同步电机电流环能够近似耦线性化，通过电流传感器检测得到永磁同步电机的两相定子电流和经过Clarke变换和Park变化得到永磁同步电机的直轴电流和交轴电流，建立PMSM在两相旋转坐标系即d-q坐标系下的电流环数学模型；

步骤SS3：根据交轴电流值，设计“参考电流变换率前馈”；

步骤SS4：根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型，设计电流环的改进型自抗扰控制器；

给定电流i_q ^*接跟踪微分控制器TD的输入端，跟踪微分控制器TD的输出信号z₁₁与新型扩张状态观测器ESO的输出信号z₂₁相比较输出误差信号给新型非线性误差反馈控制律NSEF的输入端，所述新型扩张状态观测器ESO的输出信号z₂₂和给定电流i_q ^*微分后相比较后的输出信号除以补偿因子b₀后，再与所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输出信号相比较后，输出信号给被控对象并输出被控量i_q，所述被控量i_q回流到所述新型扩张状态观测器ESO的输入端；

所述新型扩张状态观测器ESO的计算模型是：

其中，z₂₁为输出i_q的跟踪信号，e₁为跟踪误差，z₂₂为总扰动信号w(t)的观测值；β₁、β₂为扩张状态观测器的增益；α₀、α₁为非线性因子；δ₁为非线性函数的线性区间宽度；b₀为补偿因子的估计值；

nfal(e，α，δ，γ)的表达式如下：

所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的计算模型是：

β₃为新型非线性误差反馈控制率的增益，α₂为新型非线性误差反馈控制律的非线性因子，δ₂为新型非线性误差反馈控制律的滤波因子。

2.根据权利要求1所述的基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，其特征在于，所述步骤SS2中的永磁同步电机在dq轴上的数学模型为：

定子电压方程如下：

式(1-1)、(1-2)中u_d、u_q分别是定子电压d轴分量、q轴分量；i_d、i_q分别是定子电流d轴分量、q轴分量；Ψ_d、Ψ_q分别是定子磁链d轴分量、q轴分量；ω是转子角频率；

磁链方程如下：

Ψ_d＝L_di_d+Ψ_f (1-3)

Ψ_q＝L_qi_q (1-4)

式(1-3)、(1-4)中L_d、L_q分别是定子绕组的d轴电感、q轴电感，它们均是与转子角位置θ无关的参数；L_d＝L_md+L₁,L_q＝L_mq+L₁，其中L_md、L_mq是定转子间的d轴互电感、q轴互电感，L₁是定子漏电感；

电磁转矩方程如下：

Τ_em＝p(Ψ_di_q-Ψ_qi_d) (1-5)

机械运动方程如下：

式(1-6)中R_Ω是阻力系数，Τ_L是负载转矩；

根据定子电压方程以及机械运动方程，得到d-q坐标系下永磁同步电机状态方程：

式(1-7)、(1-8)是永磁同步电机电流环状态方程，式中L_d＝L_q＝L_a，R_a是定子线圈阻值Ψ_r是永磁体产生的磁链；u_q是q轴的电压；ω是电机转子角速度。

3.根据权利要求1所述的基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，其特征在于，所述步骤SS4中的根据一阶改进型扩张状态观测器观测得到的***总扰动的补偿模型具体包括：

对于永磁同步电机电流环状态方程所示的***考虑到***未知外扰时，选取输入量U＝[u_d u_q]^Τ、输出量Y＝[i_d i_q]^Τ、状态变量X₁＝[i_d i_q]^T，即可得到标准形式的永磁同步电机电流环状态方程：

其中w是***未知外扰，

由式(1-10)可知，采用i_d＝0的电流控制方法时在一定程度上实现了定子励磁电流i_d和转矩电流i_q的解耦；使用d、q轴电枢电压u_d、u_q控制d、q轴电枢电流i_d、i_q，由于永磁同步电机转子磁极的位置能够检测出来，因此d、q轴电枢电压u_d、u_q是可控的；然而在(1-10)中电感参数L_a存在较严重的参数摄动，此外扰动项ωi_q、

的存在也导致了***强耦合、非线性的特性；将f(X₁)视作***“内部扰动”，并将***“内外扰动”的总和作为***未知部分并扩张成为新的状态变量a(t)：a(t)＝f(i_q,t)+w(t)；

则电流环的自抗扰控制模型可表示为：

i′_q＝a(t)+bu (1-12)。

4.根据权利要求1所述的基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，其特征在于，所述步骤SS1中的所述电流环自抗扰控制器闭环回路包括跟踪微分控制器TD、新型扩张状态观测器ESO、新型非线性误差反馈控制律NSEF、被控对象，所述跟踪微分控制器TD的输出端、所述新型扩张状态观测器ESO的输出端分别与所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输入端相联接，所述新型非线性误差反馈控制律NSEF的输出端、所述新型扩张状态观测器ESO的输出端分别与所述被控对象的输入端相联接，所述被控对象的输出端与所述新型扩张状态观测器ESO的输入端相联接。

5.根据权利要求4所述的基于扩张状态观测器的永磁同步电流控制器的设计方法，其特征在于，“参考电流变换率前馈”具体包括：根据总和扰动f(i_q,t)的估计值，可将一阶非线性***式i′_q＝a(t)+bu补偿成“一阶纯积分器串联型***”，即：

i'_q＝u₀ (1-16)

在给定电流i_q ^*已知的情况下，可先求出参考电流变换率，也即给定电流i_q ^*的一阶导数，并将该值赋给中间控制量u₀。

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