CN111585443B

CN111585443B - Dc-dc转换器

Info

Publication number: CN111585443B
Application number: CN202010091852.1A
Authority: CN
Inventors: M·莱布尔
Original assignee: Brussa Hynergy
Current assignee: Brussa Hynergy
Priority date: 2019-02-19
Filing date: 2020-02-13
Publication date: 2023-12-22
Anticipated expiration: 2040-02-13
Also published as: US11296607B2; EP3700074A1; CN111585443A; EP3700074B1; US20200266713A1

Abstract

DC‑DC转换器包括至少两个电感元件(3)、开关电路(2)和整流电路(4)，其中所述至少两个电感元件(3)包括变压器(312、322)，至变压器(312、322)的初级绕组的输入端子(314、324、315、325)，至变压器(312、322)的次级绕组的输出端子(316、326、317、327)，以及通过这些端子中的一个的电流路径中的至少一个转换器电感(311)，所述开关电路(2)布置为分别向第一和第二电感元件(31、32)的输入端子(314、315)提供第一和第二交流电压，所述整流电路(4)布置为分别对在所述第一和第二电感元件(31、32)的输出端子(316、317)处产生的第一和第二输出电压进行整流，其中该第一电感元件(31)的该输出端子中的一个电容性地耦合至该第二电感元件(32)的输出端子中的一个。

Description

DC-DC转换器

技术领域

本发明涉及电子功率转换器的领域，尤其涉及一种可以用作谐振转换器的DC-DC转换器。

背景技术

电动汽车（EV）的车载充电器（OBC）通常是两级转换器。首先，功率因数补偿（PFC）级对交流电源电压进行整流，并提供稳定的直流链路电压。其次，DCDC级用于提供PFC级的DC链路和HV电池之间的电流隔离，以及PFC级的恒定DC链路电压和可变电池电压之间的电压适配。如今，LLC拓扑图图1是OBC的DCDC级的最新技术。

LLC具有两个主要优点：首先，MOSFET始终在零电压开关条件下工作，从而允许高频工作。其次，初级绕组均方根（RMS）电流在满功率时很低，从而降低了MOSFET的传导损耗。两种优点都可以使MOSFET的成本保持较低，而MOSFET是DCDC级中最昂贵的部分。

但是，LLC的功率流是通过将开关频率改变2-3倍来控制的。可变的频率给EMI滤波器设计和LLC的变压器带来了其他挑战。此外，在轻负载时，初级绕组Ip（RMS）以及因此MOSFET处的RMS电流相对较高。如图2所示：如果在最大电池电压（VB）为500V时将功率从11kW降低到2.2kW负载，则初级绕组电流仅从15.7A略微降低到12.9A。因此，LLC在高输出电压下的轻负载效率相对较差。

在高输出电压和轻负载下，LLC的初级绕组电流较高的原因是，LLC需要一定值的励磁电流才能覆盖所需的电池电压范围。在轻负载时，该励磁电流会保留并导致不必要的传导损耗。

可以用于OBC的DCDC级的另一种拓扑结构是图3所示的零电压开关串联谐振转换器（ZVS SRC）。它以恒定的开关频率工作，并且还为MOSFET提供零电压开关—但是不需要那么大的励磁电流。

但是，如图4所示，满载时ZVS SRC的初级绕组RMS电流通常高于LLC的初级绕组RMS电流，并且随着较低的电池电压而增加。其原因是ZVS SRC的占空比被改变以控制输出电流。电池电压越低，占空比越低，有效初级绕组电压就越低。低初级绕组电压要求较高的初级绕组电流来传递功率，因此ZVS SRC的初级绕组电流在低电池电压时较高。但是，如果减小功率，则ZVS SRC的初级绕组电流也几乎成比例地减小。

发明内容

因此，本发明的目的是创造一种最初提及的类型的DC-DC转换器，该DC-DC转换器克服了至少一些上述缺点。

这些目的通过根据以下所述的DC-DC转换器来实现。

DC-DC转换器被设计用于在包括正输入端子和负输入端子的输入侧和包括正输出端子和负输出端子的输出侧之间交换电力。DC-DC转换器包括

至少两个电感元件，第一电感元件和第二电感元件，每个电感元件包括

变压器

第一输入端子和第二输入端子，其布置为向变压器的初级绕组提供电流，

第一输出端子和第二输出端子，其布置为向变压器的次级绕组供应电流，

以及布置在流经相应电感元件的端子中的至少一个（即，其输入端子和输出端子中的至少一个）的电流的路径中的至少一个转换器电感，

开关电路，布置为

向第一电感元件的第一输入端子和第二输入端子提供第一交流电压，以及

向第二电感元件的第一输入端子和第二输入端子提供第二交流电压，

布置在正输出端子和负输出端子之间的整流电路，

对在第一电感元件的第一输出端子和第二输出端子之间产生的第一输出电压进行整流，以及

对在第二电感元件的第一输出端子和第二输出端子之间产生的第二输出电压进行整流，

第一电感元件的输出端子中的一个电容性地耦合至第二电感元件的输出端子中的一个。

该电容性耦合可以通过转换器电容来实现。该电容性耦合与转换器电感中的一个共同构成了串联谐振转换器的谐振电路。

该拓扑相对于现有技术（尤其是相对于LLC拓扑）的主要优点是：

它可以以恒定的开关频率驱动。这继而降低了EMC滤波器的要求，并简化了控制。

RMS电流可能相对较低，特别是与DC输入电流成比例。

即使在电源和电压的较宽工作范围内，轻负载的效率也更高。

在实施例中，DC-DC转换器包括控制单元，该控制单元被配置为控制第一交流电压和第二交流电压以具有相对于彼此的相移，该相移控制输入侧和输出侧之间的功率传递。

控制单元可以被布置成产生开关命令以驱动开关电路的开关单元以产生与期望的交流电压相对应的所需电压轨迹。

在实施例中，控制单元被配置为将第一交流电压和第二交流电压控制为脉冲波，特别是方波。

在实施例中，开关电路包括电压中点，并且对于每个电感元件，一个相关联的半桥被布置在正输入端子与负输入端子之间，

并且电感元件中的每一个的输入端子中的一个连接到电压中点，以及其另一个输入端子连接到该相关联的半桥的相关联的桥中点。

这允许将正输入端子和负输入端子之间的一半的电压（或其反相电压）施加到电感元件中的每一个的输入端子。

在实施例中，电压中点通过上输入电容被电容性地耦合到正输入端子，并且通过下输入电容被电容性地耦合到负输入端子。

在实施例中，对于电感元件中的每一个，开关电路包括布置在正输入端子和负输入端子之间的两个相关联的半桥，并且电感元件中的每一个的输入端子中的每一个连接到相关联的半桥的相关联的桥中点。

换句话说，开关电路包括用于电感元件的每一个的全桥电路。这允许将在正输入端子和负输入端子处提供的全电压（或其反相电压）施加到该电感元件的每一个的输入端子。

在一个实施例中，对于每个电感元件，开关电路包括相关联的推挽逆变器。其中，每个电感元件的初级绕组都包括一个附加的中心抽头，连接到正输入端子。每个电感元件的每个输入端子都可以通过关联的半导体开关被连接到负输入端子。

在实施例中，半桥中的每一个包括将正输入端子连接到桥中点的上开关单元和将桥中点连接到负输入端子的下开关单元，其中优选地，每个开关单元包括与续流二极管并联的半导体开关。

在实施例中，对于电感元件中的每一个，整流电路包括布置在各个电感元件的输出端子以及正输出端子和负输出端子之间的相关联的二极管桥式整流器。

在实施例中，DC-DC转换器包括三个或更多个电感元件，

开关电路被布置为

分别向电感元件中的每一个的第一输入端子和第二输入端子提供单独的交流电压，

整流电路被布置为

对在电感元件中的每一个的第一输出端子和第二输出端子之间产生的输出电压进行整流，以及

对于电感元件中的每一个，其输出端子之一通过转换器电容，特别是通过电感元件和转换器电容的输出端子形成串联电路而电容性地耦合到另外的电感元件之一的输出端子之一。

在实施例中，电感元件形成一个序列，该序列包括一个第一电感元件、一个或多个中间电感元件和一个最后的电感元件。该第一电感元件和最后的电感元件均具有一个输出端子，该输出端子电容性地耦合至中间电感元件中的一个的输出端子。每个中间电感元件的第一输出端子与前一个电感元件的输出端子电容性地耦合，并且其第二输出端子与后续电感元件的输出端子电容性地耦合。前一个和后续电感元件可以是中间电感元件中的第一个、最后一个或另一个。

在实施例中，DC-DC转换器包括四个电感元件，并且控制单元被配置为以均遵循第一信号波形的两个交流电压驱动第一对电感元件，以及以均遵循第二信号波形的两个交流电压驱动第二对电感元件，这两个信号波形具有相同的形状，但是相对于彼此具有相移。

驱动例如第一对电感元件的交流电压可以由同一电路产生，这些电感元件的输入端子并联连接。替代地，交流电压可以由独立的的电路产生，这些独立的的电路被控制以产生相同的电压值。

在实施例中，第一对电感元件由一系列电感元件中的第一和第二电感元件构成，第二对由一系列电感元件中的第三和第四电感元件构成。在其实施例中，施加到第一电感元件的电压与施加到第二电感元件的电压相同，并且施加到第三电感元件的电压与施加到第四电感元件的电压相同。

在实施例中，第一对电感元件由一系列电感元件中的第一个和最后一个构成，第二对由一系列电感元件中的第二和第三电感元件构成。在其实施例中，施加到第一电感元件的电压是施加到最后一个电感元件的电压的反相电压（inverse），并且施加到第二电感元件的电压是施加到第三电感元件的电压的反相电压。

在具有两个以上电感元件的实施例中，可以操作开关电路，使得输出电流由尽可能多的并联整流电路贡献，以便将初级电流RMS值减小到可能的最低水平。

在实施例中，在整流电路的至少两个半桥中，这些半桥与不同的电感元件相关联，除了二极管之外还存在有源开关，从而允许功率从输出侧流向输入侧。

附图说明

下文中将参考附图中示出的示例性实施例更详细地解释本发明的主题，该附图示意性地示出：

图1是LLC转换器拓扑;

图2是对于这种拓扑，不同负载下的初级绕组电流Ip（RMS）与电池（或输出）电压VB的关系；

图3是零电压开关串联谐振转换器；

图4是对于这种拓扑，不同负载下的Ip（RMS）与 VB的关系；

图5是一种改进的零电压开关串联谐振转换器；

图6是初级侧电压的180°相移的电流路径；

图7是初级侧电压的0°相移的电流路径；

图8是对于改进的拓扑，不同负载下的Ip（RMS）与 VB的关系；

图9是电池电压为500V（a）和250 V（b）时，在11 kW的初级绕组处的电压和电流；

图10是相同的，电池电压为500V（a）和250V（b）时，在2.2 kW的初级绕组处的电压和电流；

图11是改进的转换器的一种变型；

图12是用于双向功率流的转换器；

图13-14是转换器效率与现有技术的LLC转换器的比较。

原则上，图中相同的部分具有相同的附图标记。

具体实施方式

图5示意性地示出了可以用作改进的零电压开关串联谐振转换器（IZVS SRC）的DC-DC转换器。在初级侧或输入侧，有一个带有正输入端子11和负输入端子12的开关电路2，其可以被连接到OBC的PFC的DC链路。开关电路2包括具有两个半桥21、22和DC链路的电容性稳定中点26的桥电路23。如果PFC使用分离式DC链路（例如Vienna整流器那样），则该中点26已可用。两个优选地相同的变压器312、323用于提供在初级侧和次级侧之间的电流隔离和电压适配。每个变压器初级绕组都连接在半桥21、22之一的电压中点26和相应的桥中点27、28之间。因此，每个半桥可以向两个变压器之一提供占空比为50％的方波，如下所更详细地解释。每个变压器次级绕组连接到相应的全桥二极管整流器41、42。谐振电容器或转换器电容44将一个变压器的一个次级绕组端子与另一变压器的一个次级绕组端子连接。

每个半桥被布置成通过开关单元29，特别是上开关单元29a和下开关单元29b将相关联的桥中点27、28连接到正输入端子11或负输入端子12。开关单元29可以由与二极管并联的半导体开关（例如MOSFET）来实现。

在每个变压器312、322的至少一个连接中，存在转换器电感311、321。该电感可以用作与转换器电容44协作的串联谐振电路的电感。磁化电感313、323由与各个变压器312、322的绕组之一并联的独立元件表示，但实际上是该变压器的组成部分。每个变压器312、322与相关联的转换器电感311、321的组合将被表示为电感元件31、32。可以存在两个或更多个这样的电感元件。优选地，它们具有相同的电性能。

每个电感元件具有相应的第一输入端子314、324，第二输入端子315、325，第一输出端子316、326和第二输出端子317、327。在每个电感元件31、32中，相应的第一输入端子314、324和第二输入端子315、325可以被认为是相应的电感元件31、32的初级侧的一部分。同样，第一输出端子316、326和第二输出端子317、327可以被认为是相应的电感元件31、32的次级侧的一部分。

根据两个初级MOSFET半桥之间的相移，两个变压器次级绕组可以串联（图6）或并联（图7）工作。图6用粗线显示了在两个初级半桥之间的正（a）和负（b）半周期内有180°相移的电流路径。图7显示了在两个初级半桥之间的正（a）和负（b）半周期内有0°相移的电流路径。在这两种极端情况180°和0°之间，相移可以被连续调节以控制流向次级侧的功率。可以通过串联或并联连接的次级绕组为电池供电，从而使初级侧开关和变压器绕组处的RMS电流始终保持最小。

可以选择转换器1的参数，使得转换器始终以降压模式工作，并且在整个期望的工作范围内都可以达到满功率。谐振频率可以被选择为略高于开关频率，这会导致在某些工作点，尤其是在最高输出电压下的零电流开关。可替代地，可以将谐振频率设计为低于开关频率。开关频率可以例如在10kHz和1MHz之间，特别是在30kHz和300kHz之间（例如，对于OBC），并且甚至更特别地在130kHz附近。

在图8中，将IZVS SRC的初级绕组RMS电流与LLC之一进行比较。结果表明，IZVSSRC的初级绕组RMS电流总是小于、或者仅仅略高于LLC之一。特别是在轻负载（2.2kW）和高电池电压（500V）时，初级绕组RMS电流显著地降低（系数2.8）。

注意：IZVS SRC实际上有两个初级绕组，并且它们的RMS电流值并不总是相等的。为了与仅具有一个初级绕组电流的LLC进行公平比较，该比较使用了两个IZVS SRC初级绕组RMS电流的等效损耗平均值。它是由IZVS SRC的两个实际的初级绕组RMS电流和根据计算得出的。

对于高充电功率（11kW）和低充电功率（2.2kW）的低（250V）和高（500V）电池电压的极端情况，初级绕组处的电压和电流波形如图9和图10所示。每对曲线显示初级电压Up和初级电流Ip。第一初级电压和电流（在第一电感元件31处）用实线绘制，第二初级电压和电流以虚线绘制。可以看出，对于所有这些情况都获得了ZVS，这使得开关损耗降至最低，并实现了高恒定开关频率。

IZVS SRC在低至最大输出电压的1/2的输出电压下实现了低初级绕组RMS电流。对于EV的OBC来说，这通常已经足够了。但是，如果需要以低至最大输出电压的1/4的输出电压进行全功率操作，则可以通过使用两倍数量的MOSFET、变压器和二极管来扩展电路，如图11所示。为了将全功率输出电压范围向下扩展至低至最大电池电压的1/8的电池电压，可以使用IZVS SRC原始电路中MOSFET、变压器和二极管数量的四倍来继续这一原理。

除了已经示出的元件之外，图11还示出了另外的电感元件32a、32b，每个电感元件32a、32b在初级侧连接到电压中点26以及相应的另一半桥22a、22b，并且在次级侧连接到相应的另一整流器42a、42b。整流器在它们的AC端子或桥中点（对应于电感元件的输出端子）处通过另外的转换器电容44a、44b连接。除序列中的第一个和最后一个电感元件外，每个电感元件均

通过连接到电感元件的第一输出端子的转换器电容与前一个电感元件电容性地耦合，以及

通过连接到电感元件的第二输出端子的转换器电容与后续的电感元件电容性地耦合。

图12示出了允许功率双向流动，即也允许从次级侧到初级侧的功率流动的实施例。为此，整流电路4的外部分支，换句话说，未连接至转换器电容44的第一整流器41和第二整流器42的半桥包括与相应的上二极管49a和下二极管49b并联的上开关50a和下开关50b。对于具有两个以上电感元件的拓扑，如图11中所示，同样，未连接到任何转换器电容44、44a、44b的外部的两个分支可以包括附加的开关50a、50b。

图13和图14显示了不同功率水平下的功率转换效率的比较，其在IZVS SRC转换器中进行测量，并且作为参考，在具有类似组件和参数的LLC转换器中进行测量。在图13中，电池电压为370 V，很明显，在低功率传输速率下，IZVS SRC转换器的效率更高。在图14中，电池电压为500 V，并且在低功率传输速率下，IZVS SRC转换器的效率明显地更高。

尽管本发明已经在当前实施例中被描述，但是应当清楚地理解，本发明不局限于此，而是可以在权利要求的范围内以其他方式被不同地体现和实践。

Claims

1.DC-DC转换器（1），

用于在包括正输入端子（11）和负输入端子（12）的输入侧与包括正输出端子（13）和负输出端子（14）的输出侧之间交换电力，

所述DC-DC转换器（1）包括

至少两个电感元件（3），第一电感元件（31）和第二电感元件（32），每个电感元件（3）包括

变压器（312、322），

第一输入端子（314、324）和第二输入端子（315、325），其布置为向所述变压器（312、322）的初级绕组提供电流，

第一输出端子（316、326）和第二输出端子（317、327），其布置为向所述变压器（312、322）的次级绕组提供电流，

以及布置在流经相应的电感元件（31、32）的端子中的至少一个的电流的路径中的至少一个转换器电感（311），

开关电路（2），布置为

向所述第一电感元件（31）的所述第一输入端子（314）和所述第二输入端子（315）提供第一交流电压，以及

向所述第二电感元件（32）的所述第一输入端子（324）和所述第二输入端子（325）提供第二交流电压，

布置在所述正输出端子（13）和所述负输出端子（14）之间的整流电路（4），

对在所述第一电感元件（31）的所述第一输出端子（316）和所述第二输出端子（317）之间产生的第一输出电压进行整流，以及

对在所述第二电感元件（32）的所述第一输出端子（326）和所述第二输出端子（327）之间产生的第二输出电压进行整流，

所述第一电感元件（31）的输出端子中的一个电容性地耦合至所述第二电感元件（32）的输出端子中的一个；以及

所述DC-DC转换器（1）还包括控制单元（5），所述控制单元（5）被配置为控制所述第一交流电压和所述第二交流电压以具有相对于彼此的相移，并且连续调整所述第一交流电压和所述第二交流电压之间的所述相移以控制所述输入侧和所述输出侧之间的功率传递。

2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器（1），其中，所述控制单元（5）被配置为将所述第一交流电压和所述第二交流电压控制为脉冲波。

3.根据前述权利要求中任一项所述的DC-DC转换器（1），其中，所述开关电路（2）包括电压中点（26），并且对于每个所述电感元件（31、32），一个相关联的半桥被布置在所述正输入端子（11）和所述负输入端子（12）之间，

并且所述电感元件（31、32）中的每一个的输入端子中的一个连接到所述电压中点（26），并且输入端子中的另一个连接到相关联的半桥（21、22）的相关联的桥中点（27、28）。

4.根据权利要求3所述的DC-DC转换器（1），其中，所述电压中点（26）通过上输入电容（24）被电容性地耦合到所述正输入端子（11），并且通过下输入电容（25）被电容性耦合到所述负输入端子（12）。

5.根据权利要求1所述的DC-DC转换器（1），其中对于所述电感元件（31、32）中的每一个，所述开关电路（2）包括布置在所述正输入端子（11）和所述负输入端子（12）之间的两个相关联的半桥，

并且所述电感元件（31、32）的每一个的输入端子的每一个连接到相关联的半桥的相关联的桥中点。

6.根据权利要求3所述的DC-DC转换器（1），其中，所述半桥中的每一个包括将所述正输入端子（11）连接到桥中点（27、28）的上开关单元（29a），以及将所述桥中点（27、28）连接到所述负输入端子（12）的下开关单元（29b）。

7.根据权利要求1所述的DC-DC转换器（1），其中，对于所述电感元件（31、32）中的每一个，所述整流电路（4）包括布置在相应电感元件（31、32）的输出端子以及所述正输出端子（13）和所述负输出端子（14）之间的相关联的二极管桥式整流器（41、42）。

8.根据权利要求1所述的DC-DC转换器（1），包括三个或更多个电感元件（3），

所述开关电路（2）被布置为

向所述电感元件（3）中的每一个的所述第一输入端子和所述第二输入端子提供单独的交流电压，

所述整流电路（4）被布置为

对在所述电感元件（3）中的每一个的所述第一输出端子和所述第二输出端子之间产生的所述输出电压进行整流，以及

对于所述电感元件中的每一个，其输出端子之一通过转换器电容（44）而电容性地耦合到另外的电感元件之一的输出端子之一。

9.根据权利要求8所述的DC-DC转换器（1），包括四个电感元件（3），其中，所述控制单元（5）被配置为以均遵循第一信号波形的交流电压驱动第一对电感元件，以及以均遵循第二信号波形的交流电压驱动第二对电感元件，所述两个信号波形具有相同的形状，但相对于彼此具有相移。

10.根据权利要求9所述的DC-DC转换器（1），其中，所述第一对电感元件由一系列电感元件中的第一电感元件和第二电感元件（3）构成，并且所述第二对电感元件由一系列电感元件中的第三电感元件和第四电感元件（3）构成。

11.根据权利要求9所述的DC-DC转换器（1），其中，所述第一对电感元件由一系列电感元件中的第一电感元件和最后一个电感元件（3）构成，并且所述第二对电感元件由一系列电感元件中的第二电感元件和第三电感元件（3）构成。

12.根据权利要求1或权利要求7所述的DC-DC转换器（1），其中在所述整流电路（4）的至少两个半桥中，所述半桥与不同的电感元件（31、32）相关联，除了二极管之外，还存在有源开关（50a、50b），从而允许功率从所述输出侧流向所述输入侧。

13.根据权利要求2所述的DC-DC转换器（1），其中，所述脉冲波是方波。

14.根据权利要求6所述的DC-DC转换器（1），其中，每个开关单元（29a，29b）包括与续流二极管并联的半导体开关。

15.根据权利要求8所述的DC-DC转换器（1），其中，对于所述电感元件中的每一个，其输出端子之一通过电感元件和转换器电容（44）的输出端子形成串联电路而电容性地耦合到另外的电感元件之一的所述输出端子之一。

16.根据权利要求10所述的DC-DC转换器（1），其中施加到所述第一电感元件的电压与施加到所述第二电感元件的电压相同，并且施加到所述第三电感元件的电压与施加到所述第四电感元件的电压相同。

17.根据权利要求11所述的DC-DC转换器（1），其中施加到所述第一电感元件的电压是施加到所述最后一个电感元件的电压的反相电压，并且施加到所述第二电感元件的电压是施加到所述第三电感元件的电压的反相电压。