CN111245589A - 一种导频叠加信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种导频叠加信道估计方法，包括以下步骤：首先，发送端将需要发送的数据符号组成的向量D乘以一个N×N酉矩阵W进行预编码，得到N×1维列向量S，这里N表示OFDM的子载波个数；计算S中位置为{i,i+D_f,i+2D_f,K,i+(N_p‑1)D_f}处元素的功率和Λ_i。N_p表示导频的个数，D_f＝N/N_p表示导频间隔；发送端选择最小的

值对应的i^*为起始位置，得到导频叠加的位置为{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p‑1)D_f}；最后发送端将S在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p‑1)D_f}处的元素乘以干扰控制因子α，并将N_p个导频叠加到该位置处，得到OFDM的频域发送信号X；最后，发送端将X经过傅里叶反变换(IDFT)变换到时域，然后加循环前缀，调制到载波发送出去。接收端通过相反过程得到经过多径信道的接收信号Y，并利用Y在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p‑1)D_f}处的信号估计信道，然后抵消导频后对数据进行检测。

Description

一种导频叠加信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种适用于正交频分复用(OFDM)***的基于导频叠加的信道估计方法和检测技术，可不使用专门的导频子载波，提高数据传输速率，属于移动通信***中的信号处理领域。

背景技术

OFDM具有传输效率高、实现简单、易与多输入多输出(MIMO)结合的优点，是目前***(4G)和第五代(5G)蜂窝移动通信***的主流空中接口技术。为了在接收端进行相干解调，需要估计信道。基于导频(Pilot)辅助的信道估计方法需要将接收端已知的导频符号在频域上周期性地***到数据当中，与数据一起传输。在这种方法中，由于导频需要占用专门的子载波，因而降低了数据的传输速率。为了提高***的频谱效率，可以将导频叠加到数据上形成所谓的导频叠加(Superimposed training)方式。为了将叠加导频产生的干扰分散到各个数据符号上，可以先对数据进行预编码(Precoding)，然后将导频***位置处的编码后信号删除，形成DNST(Data nulling superimposed training)方案。通过引入干扰控制因子，PDST(Partial-data superimposed training)方案不删除编码后的信号，得到了更好的性能。但是，虽然增加了控制因子，但导频与数据之间的相互干扰仍然存在，对***性能仍有较大影响。

发明内容

本发明的目的是为了解决上述问题，提供一种导频叠加信道估计方法，针对OFDM***，将需发送的信号进行预编码，然后通过移位选择合适的导频叠加位置，最小化导频与数据之间的相互干扰，从而有效降低接收端的误码率。

为了实现上述目的，本发明采用如下的技术方案：一种导频叠加信道估计方法，包括以下步骤：

步骤1)、发送端将需要发送的数据符号组成的向量D乘以一个N×N酉矩阵W进行预编码，得到N×1维列向量S；

步骤2)、计算S中位置为{i,i+D_f,i+2D_f,K,i+(N_p-1)D_f}处元素的功率和Λ_i。由于i取值为{0,1,2,K,N_p-1}，所以Λ_i共有N_p个值；

步骤3)、发送端选择最小的

值对应的i^*为起始位置，得到导频叠加的位置为{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}；

步骤4)、发送端将S在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}处的元素乘以α，并将N_p个导频叠加到该位置处，得到OFDM的频域发送信号X；

步骤5)、发送端将X经过反傅里叶变换(IDFT)变换到时域，然后加循环前缀，调制到载波发送出去。接收端通过相反过程得到经过多径信道的接收信号Y；

步骤6)、接收端利用Y在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}处的信号估计信道，然后抵消导频后对数据进行检测。

其中，N表示OFDM的子载波个数；N_p表示导频的个数；D_f＝N/N_p表示导频间隔；0＜α＜1表示干扰控制因子。

有益效果：

1、本发明的方法能提高信道估计精度，从而降低误码率；

2、本发明的方法将导频叠加在数据上，不需要额外的导频子载波，可以提高***的频谱效率。

3、本发明的方法适用范围广，除了OFDM，还适用于下一代通信***的多载波技术，包括滤波器组多载波(FBMC)、广义频分复用(GDMC)和通用滤波多载波(UFMC)，等等。

附图说明

图1是本发明的计算机仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好的理解本发明。需要特别注意的是，在以下的描述中，由于对一些已知的技术和功能的详细描述可能会淡化本发明的内容，这些描述在这里将被忽略。

考虑一个OFDM***，有N个子载波，每个子载波带宽为B_sub，总带宽为B＝NB_sub。需要传输的数据符号用向量可表示为D＝[D(0),D(1),...,D(N-1)]^T，其中D(k)表示调制在第k个子载波上的数据符号，[·]^T表示向量转置。D(k)可以采用正交相移键控(QPSK)或其它的调制方式。为了将叠加导频产生的干扰分散到各个数据符号上，D乘以一个N×N酉矩阵W进行预编码，得到S＝WD。W可取沃尔什哈达码(Walsh Hadamard)矩阵，或其它酉矩阵，但需满足I＝W^HW。这里，I表示N×N的单位阵，[·]^H表示共轭转置。假设N_p个相同功率和间隔的导频叠加到数据上用于接收端的信道估计。根据采样定理，导频的间隔D_f＝N/N_p需小于信道的最大时延扩展τ_max，即：

其中，T＝1/B表示采样周期。为了计算位置为{i,i+D_f,i+2D_f,K,i+(N_p-1)D_f}处信号的功率和Λ_i，我们定义一个N×N的对角矩阵J(i)，其第k个对角元素可表示为：

其中，i＝0,1,...,D_f-1；n＝0,1,...,N_p-1。于是，我们得到导频初始位置位移为i时，Λ_i的计算公式为：

Λ_i＝[J(i)S]^H[J(i)S] [公式三]

本发明选择最小的

值对应的i^*为导频叠加的起始位置，即：

为了控制导频与数据之间的相互干扰，我们对导频叠加处的S乘以实数因子α，其取值范围为0＜α＜1。最终得到的频域发送信号为：

X＝(I-αJ(i^*))WD+J(i^*)P(i^*) [公式五]

P是N×1的向量，其第k个元素表示为：

其中，P(n)表示第n个导频符号。最后，发送端将X经过反傅里叶变换(IDFT)变换到时域，然后加长度为N_CP的循环前缀，调制到载波发送出去。接收端通过下变频等相反过程得到经过多径信道的接收信号。

假设信道在连续的M个OFDM符号内保持不变，则第m个接收到的频域信号为：

Y_m＝HX_m+v_m [公式七]

其中，v_m表示方差为

的加性白高斯噪声；X_m表示第m个发送信号。H表示信道，是一个N×N的对角矩阵，即：

其中，H(k)表示第k个子载波上的信道频域响应(CFR)。假设

为第m个OFDM符号叠加导频的起始位置，那么用

位置处的元素除以导频符号可得到CFR的最小均方误差估计(LS)为：

相应的时域信道冲激响应(CIR)为：

其中，F₁表示进过裁剪的DFT矩阵，即F₁的第p行第q列的元素满足

其中，q＝0,1,...,N_CP-1；

为了提高信道估计精度，M个符号平均可得到：

变换到频域可得到每个子载波上的CFR，即：

其中，F₂表示进过裁剪的DFT矩阵，即F₂的第p行第q列的元素满足

其中，p＝0,1,...,N-1；q＝0,1,...,N_CP-1。

最后，第m个OFDM符号上传输的数据由下式解调：

其中，N×N的对角矩阵G_m表示信道的均衡矩阵，即其第k个对角元素为：

为了提高数据检测的精度，可以进行迭代检测。此时，第l次迭代的结果可由第l－1次得到：

其中，

表示对符号的硬判，且

为公式[十五]中的

图1给出了本发明的仿真结果，仿真参数如下：M取10，N取64，QPSK调制，N_p＝8，α＝0.71。W选择64×64的Walsh Hadamard阵。多径瑞利衰落信道(Rayleigh)有8根径(Path)，时延分别为{0,1,K,7}，第l根径的平均功率为

另外，导频总功率占发送总功率的0.2。由图1可见，相对于传统的PDST方法，本发明可提高误符号率(SER)性能约10dB。

根据以上描述，可以得到一种适用于OFDM的导频叠加信道估计方法为：

步骤1)、发送端将需要发送的数据符号组成的向量D乘以一个N×N酉矩阵W进行预编码，得到N×1维列向量S；；

步骤2)、计算S中位置为{i,i+D_f,i+2D_f,K,i+(N_p-1)D_f}处元素的功率和Λ_i。由于i取值为{0,1,2,K,N_p-1}，所以Λ_i共有N_p个值；

步骤3)、发送端选择最小的

值对应的i^*为起始位置，得到导频叠加的位置为{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}；

步骤4)、发送端将S在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}处的元素乘以α，并将N_p个导频叠加到该位置处，得到OFDM的频域发送信号X；

步骤5)、发送端将X经过反傅里叶变换(IDFT)变换到时域，然后加循环前缀，调制到载波发送出去。接收端通过相反过程得到经过多径信道的接收信号Y；

步骤6)、接收端利用Y在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}处的信号估计信道，然后抵消导频后对数据进行检测。

以上所述即使本发明的实施方法，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，再不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种导频叠加信道估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)发送端将需要发送的数据符号组成的向量D乘以一个N×N酉矩阵W进行预编码，得到N×1维列向量S；

2)计算S中位置为{i,i+D_f,i+2D_f,K,i+(N_p-1)D_f}处元素的功率和Λ_i；由于i取值为{0,1,2,K,N_p-1}，所以Λ_i共有N_p个值；

3)发送端选择最小的

值对应的i^*为起始位置，得到导频叠加的位置为{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}；

4)发送端将S在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}处的元素乘以α，并将N_p个导频叠加到该位置处，得到OFDM的频域发送信号X；

5)发送端将X经过反傅里叶变换变换到时域，然后加循环前缀，调制到载波发送出去，接收端通过相反过程得到经过多径信道的接收信号Y；

6)接收端利用Y在{i^*,i^*+D_f,i^*+2D_f,K,i^*+(N_p-1)D_f}处的信号估计信道，然后抵消导频后对数据进行检测；

其中，N表示OFDM的子载波个数；N_p表示导频的个数；D_f＝N/N_p表示导频间隔；0＜α＜1表示干扰控制因子。

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