CN110971162B - Npc三电平变流器-pmsm***的模型预测转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种NPC三电平变流器‑PMSM***改进模型预测转矩控制方法。计算偏移阈值，根据偏移阈值将变流器中两个直流支撑电容的中点电压偏移分为两类区域：针对较大的中点电压偏移，每个采样周期内根据当前中点电压偏移计算变流器的中小矢量的实际幅值与相位，进行扇区动态划分；依据不同区域的控制目标，构建价值函数与有限控制集并获得最优电压矢量，以最优电压矢量输出；在最优电压矢量对应的控制时间上加入死区时间输出PWM信号到永磁同步电机进行控制。本发明能提升转矩与磁链控制性能，降低计算量，解决了现有控制中权重系数整定过程复杂、中点电压偏移幅值较大时***转矩、磁链与电流控制性能下降等问题。

Description

NPC三电平变流器-PMSM***的模型预测转矩控制方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，更具体的说，是涉及一种中点箝位型(NPC)三电平变流器供电的永磁同步电机改进模型预测转矩控制方法，用于解决中点电压偏移较大时转矩和电流波动大的问题。

背景技术

永磁同步电机(PMSM)具有功率密度大、结构简单、运行噪声低以及效率高等优点。三电平变流器具有相同直流电源供电时单开关器件承受电压应力小、输出电压质量高以及同开关频率下开关损耗小等诸多优点。因此，NPC三电平变流器-永磁同步电机***在中高压大功率电机驱动场合，如牵引传动、超深井提升中得到广泛应用。

模型预测转矩控制直接考虑变流器离散功率开关管开通关断状态，将变流器开关动作产生的电压矢量代入预测价值函数，选择能使价值函数最小的功率开关管开通关断状态作为下一时刻输入。该控制方法因能够实现多目标多变量优化控制，便于处理***约束且易于实现，受到工业和学术界的广泛关注。当模型预测转矩控制算法应用于NPC三电平变流器-电机调速***时，需在两电平变流器模型预测转矩控制算法价值函数中电磁转矩项与定子磁链项的基础上加入中点电压项，达到转矩、磁链、中点电压多目标最优控制。

由于传统模型预测转矩控制算法价值函数中转矩、磁链与中点电压项量纲不同，所以需要对各种权重系数进行整定，整定过程复杂。在两电平变流器下，为解决这一问题，可将价值函数中电磁转矩与定子磁链项统一为转矩项或磁链项，或利用无差拍原理将转矩项与磁链项统一为定子电压项，或将转矩项与磁链项统一为矢量作用时间。但当应用于NPC三电平变流器-电机调速***时，由于中点电压不能与上述变量统一且不属于定子电压部分，导致上述算法价值函数中仍存在中点电压项，因此仍有权重系数整定这一环节。当权重系数选择不合理或中点电压偏移幅值较大时，会造成电机转矩与磁链控制性能下降且中点电压偏移难以得到有效抑制。

当变流器中点电压偏移幅值较大时(直流侧各直流支撑电容组成的电容网络发生故障导致各直流支撑电容容值不等或直流母线供电不均衡)，空间矢量平面内小矢量与中矢量的幅值与相角会发生变化，若仍按传统空间矢量扇区划分方式构建有限控制集，会导致***磁链、转矩等性能下降。针对NPC三电平变流器中点电压偏移抑制，Lewicki A和Krzeminski Z等提出对传统空间矢量调制开关序列进行修正，利用小矢量冗余功率开关管开通关断状态来平衡中点电压偏移(IEEE Transactions on Industrial Electronics,vol.58,no.11,pp.5076-5086, 2011年11月)。Lopez I和Ceballos S等使用非最近三矢量合成开关序列，将会增大中点电压偏移的矢量替换为对中点电压没有影响的矢量(IEEETransactions on Power Electronics,vol.31,no.2,pp.928-941,2016年2月)。Choi U和Lee J等采用虚拟空间矢量调制，利用小矢量冗余功率开关管开通关断状态构建虚拟中矢量并通过判断不平衡度并补偿直流侧电压不均衡，进而消除中点电压偏移 (IEEETransactions on Power Electronics,vol.29,no.1,pp.91-100,2014年3月)。但上述方法均为调制方法，并未考虑中点电压偏移对***转矩与磁链性能的影响，不能直接应用于模型预测转矩控制算法。

发明内容

为了克服现有技术中的不足，本发明提出一种NPC三电平变流器-PMSM ***改进模型预测转矩控制算法，在消除控制过程的价值函数权重系数整定过程的同时，降低了磁链、转矩以及电流波动，提升了***控制性能。

如图6所示，本发明所采用的技术方案是：

针对NPC三电平变流器-PMSM***，控制方法包括以下步骤：

1)依据变流器直流支撑电容的电容值、单位时间内变流器开关动作次数等参数计算偏移阈值，根据偏移阈值将变流器中两个直流支撑电容的中点电压偏移分为两类区域：

若中点电压偏移小于等于偏移阈值，则中点电压偏移归属于第I区域；

若中点电压偏移大于偏移阈值，则中点电压偏移归属于第II区域；

所述的变流器中两个直流支撑电容的中点电压偏移即为两个直流支撑电容之间的中性点O的电压偏移量。

2)针对第II区域的中点电压偏移，每个采样周期内根据当前中点电压偏移计算变流器的中小矢量的实际幅值与相位，进行扇区动态划分；

3)依据步骤1)中不同区域的控制目标，构建模型预测转矩控制中控制变量的价值函数与由变流器的所有待筛选电压矢量组成的有限控制集，将有限控制集代入价值函数中进行计算得到最小价值函数对应的电压矢量为最优电压矢量，以最优电压矢量作为NPC三电平变流器的输出；

4)根据NPC三电平变流器中各功率开关管状态与每相输出状态之间的关联关系，在最优电压矢量对应的控制时间上加入死区时间防止功率开关管直通，进而输出各个功率开关管的PWM信号到永磁同步电机，实现PWM信号的输出，实现抑制中点电压偏移的PMSM***模型预测转矩控制控制。

步骤1)中所述方法将价值函数中的电磁转矩项与定子磁链项量纲统一为定子电压项，不需要在价值函数中同时平衡二者的重要程度。

本发明的创新点在于通过步骤1)和步骤2)构建中点电压偏移分区控制方式，并根据中点电压偏移进行空间矢量的动态扇区划分，实时更新空间矢量平面输出PWM信号控制永磁同步电机，改进了模型预测转矩控制，实现了降低了磁链、转矩以及电流波动，提升了转矩与磁链控制性能。

其中，中点电压偏移分区控制方式将中点电压偏移分为I区和II区消除了价值函数中的中点电压项，进而消除现有控制过程中价值函数的整定各变量的权重系数这一复杂处理步骤。将价值函数中的电磁转矩项与定子磁链项量纲统一为定子电压项，不需要在价值函数中同时平衡二者的重要程度。

所述步骤1)中，依据变流器中直流支撑电容的电容值、单位时间内变流器功率开关管的开通关断次数等参数计算阈值，具体为：

式中，v_O为变流器中两个直流支撑电容之间的中点电压，其大小表示中点电压偏移程度；C表示变流器中直流支撑电容的电容值；T_s为采样周期；i_x表示实际负载转矩下相等的任意两相电流值，x∈{A，B，C}。

所述的步骤2)中，针对第II区域的中点电压偏移，根据当前采样周期内的中点电压偏移值计算变流器电压矢量中的中矢量与小矢量的实际幅值与相角，其中中矢量的幅值为

小矢量的幅值为V_dc/3，V_dc表示NPC三电平变流器-PMSM***中整流桥输出的整流电压；然后进行扇区动态划分，具体是根据变流器的各个电压矢量绘制空间矢量平面，以空间矢量平面中的中矢量与空间矢量平面的大矢量为扇区间的分界线，将空间矢量平面划分为12个区间不等的扇区；且在上述当前采样周期内，采用以下公式在α-β坐标系下实时更新各个电压矢量：

式中，v_α与v_β分别表示单位采样周期内电压矢量在α-β坐标系下的幅值与相角实际值；v_c1与v_c2分别表示变流器中上直流支撑电容和下直流支撑电容的端电压，上直流支撑电容为连接到整流电压V_dc正极的直流支撑电容，下直流支撑电容为连接到整流电压V_dc负极的直流支撑电容，v_c1-v_c2为中点电压偏移；S_k1， S_k2，S_k3，S_k4表示变流器第k相的四个功率开关管的开通和关断状态，如图1所示的k∈{A，B，C}，具体实施中值为“1”代表相应功率开关管开通，值为“0”代表相应功率开关管关断。

所述的α-β坐标系是由永磁同步电机的dq坐标系经过反帕克变化获得。

所述的步骤3)中，在第I区域内，控制目标为减小转矩、磁链波动，并考虑减小中点电压偏移，则由所有电压矢量组成有限控制集；在第II区域内，控制目标为减小中点电压偏移，并考虑减小转矩、磁链波动，则仅由小矢量与中矢量组成有限控制集。

所述的NPC三电平变流器-PMSM***包括电压源、整流桥、NPC三电平变流器和永磁同步电机；整流桥是由三组二极管组并联构成，每组二极管组是由两个二极管串联构成，三组二极管组的两个二极管之间的连接到电压源；三组二极管组并联输出整流电压V_dc；

NPC三电平变流器包括分别代表三相控制的三组功率开关管组和两个直流支撑电容C，两个直流支撑电容C串联后并联于三组功率开关管组，每组功率开关管组是由四个功率开关管与两个箝位二极管构成，四个功率开关管依次串联后，在第一个功率开关管和第二个功率开关管之间引出端以及第三个功率开关管和第四个功率开关管之间引出端的两者之间串联两个箝位二极管，三组功率开关管组的第二个功率开关管之间和第三个功率开关管之间引出端i_A、i_B、i_C分别连接到永磁同步电机的三相控制端，三组功率开关管组的两个箝位二极管之间引出端均连接到两个直流支撑电容C之间中性点O。

本发明是首先在消除转矩与磁链量纲的同时得到参考电压矢量。此时，再将中点电压偏移幅值划分为两个区域，并在偏移幅值较大时采用扇区动态划分机制重新计算中小矢量幅值与相角，一方面消除权重系数整定环节，另一方面根据每个区域的主要控制目标重构有限控制集，将备选矢量代入改进价值函数并计算得到下一采样周期的最优电压矢量。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)利用无差拍原理统一了转矩与磁链量纲，简化了价值函数以减小预测时的计算量，同时消除了权重系数整定这一复杂过程，解决了现有模型预测转矩控制过程的价值函数中权重系数整定过程复杂、中点电压偏移幅值较大时***转矩、磁链与电流控制性能下降等技术问题；

(2)当中点电压偏移幅值较大时，引入扇区动态划分机制，既缩短了中点电压偏移抑制时间，也保证了中点电压偏移幅值较大时转矩、磁链与电流控制性能，提升了转矩与磁链控制性能；

(3)提出中点电压偏移幅值分区控制，根据各分区控制目标减少有限控制集中备选矢量数，简化了方法处理，降低计算量。

附图说明

图1为NPC三电平变流器-永磁同步电机***图；

图2为NPC三电平变流器空间矢量图；

图3为无差拍电压计算示意图；

图4为r₁＝0.5、r₂＝1.5时，中、小矢量幅值与相角变化示意图；

图5为r₁＝0.5、r₂＝1.5时，NPC三电平变流器空间矢量图；

图6为改进模型预测转矩控制算法结构框图；

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明技术方案作进一步详细描述：

本发明的实施例及其实施工作过程如下：

具体实施的NPC三电平变流器-PMSM***结构如图1所示，所述的NPC 三电平变流器-PMSM***包括电压源、整流桥、NPC三电平变流器和永磁同步电机；整流桥是由三组二极管组并联构成，每组二极管组是由两个二极管串联构成，三组二极管组的两个二极管之间的连接到电压源；三组二极管组并联输出整流电压V_dc；

NPC三电平变流器包括分别代表三相控制的三组功率开关管组和两个直流支撑电容C，两个直流支撑电容C串联后并联于三组功率开关管组，连接到整流电压V_dc正极的直流支撑电容作为上直流支撑电容，连接到整流电压V_dc负极的直流支撑电容作为下直流支撑电容；每组功率开关管组是由四个功率开关管与两个箝位二极管构成，四个功率开关管依次串联后，在第一个功率开关管和第二个功率开关管之间引出端以及第三个功率开关管和第四个功率开关管之间引出端的两者之间串联两个箝位二极管，三组功率开关管组的第二个功率开关管之间和第三个功率开关管之间引出端i_A、i_B、i_C分别连接到永磁同步电机的三相控制端，三组功率开关管组的两个箝位二极管之间引出端均连接到两个直流支撑电容C之间中性点O。

每个功率开关管组为一相，图1所示有A、B、C三相，以两个直流支撑电容之间的中性点O为参考点，每相输出V_dc/2、0与-V_dc/2三种电平，分别由P、O、N表示，三相共有3³＝27种功率开关管开通关断状态组合，对应空间矢量平面内19个电压矢量且按矢量幅值大小分为四类：大矢量(2V_dc/3)、中矢量

小矢量(V_dc/2)和零矢量(0)。

针对NPC三电平变流器的电压矢量绘制空间矢量平面，以大矢量与中矢量为边界，将空间矢量平面划分为以π/6为间隔的12个扇区，如图2所示。

具体实施在使用前向欧拉近似法后得到永磁同步电机d-q轴同步旋转坐标系下电流预测模型为：

式中，T_s为采样周期，上标k与k+1分别表示第kT_s与(k+1)T_s采样时刻；R_s为定子电阻；i_d、i_q分别表示定子d、q轴电流；L_d、L_q分别表示定子d、q轴电感；v_d、v_q分别表示定子d、q轴电压；ψ_f为转子磁链；ω_r为转子的电角速度。

同理可得第(k+1)T_s采样时刻的定子磁链d、q轴分量

与电磁转矩

由于NPC三电平变流器直流支撑电容中点与负载直接相连，负载与直流支撑电容进行充放电会导致中点电压v_o发生偏移，v_o与直流支撑电容容值、变流器功率开关管开通关断状态及三相电流关系为

式中，C表示直流支撑电容容值；i_o表示中点电流，i_A、i_B、i_C表示三相电流； S_n表示对应相功率开关管开通关断状态，S_n∈{1，0，-1}，n∈{A，B，C}。

将式(2)中i_o表达式代入v_o并离散化即可得到中点电压v_o在(k+1)T_s采样时刻预测值

由于实际数字控制***存在一步的控制延迟，在第kT_s采样时刻选择的电压矢量在第(k+1)T_s采样时刻作用于变流器，为消除此延迟影响需要采用***一步的方法进行补偿。

以定子磁链、电磁转矩与中点电压为控制目标建立价值函数，即

式中，|ψ_s|^*和

分别为给定磁链和电磁转矩；λ_ψ、λ_T和λ_v分别为定子磁链、电磁转矩和中点电压项的权重系数；|ψ_s|^k+2、

与

分别为定子磁链幅值、电磁转矩与变流器中点电压在(k+2)T_s时刻的预测值。

在建立传统模型预测转矩控制控制算法后可以发现其主要存在以下问题：

1)由式(3)可知，价值函数中的中点电压项虽然可以抑制变流器的中点电压偏移，但当中点电压偏移幅值较大时(例如：变流器直流支撑电容网络发生故障导致上下电容容值不相等或直流母线供电不均衡)，空间矢量平面内小矢量与中矢量的幅值与相角会发生变化，导致转矩与磁链的控制性能下降；

2)定子磁链项、电磁转矩项与中点电压项权重系数λ_ψ、λ_T和λ_v的整定过程较为复杂；

3)控制集中的备选电压矢量数量较多，导致算法计算量较大。

为解决上述问题，本发明提出一种改进模型预测转矩控制算法，通过统一转矩磁链量纲、引入扇区动态划分机制与中点电压偏移幅值分区控制，实现快速抑制中点电压偏移、转矩与磁链控制性能提升、价值函数中的权重系数消除以及有限控制集简化。

首先，忽略定子电阻影响，可以推导得出延迟补偿后电磁转矩变化率的表达式如下所示：

记

经整理后可得：

其中：

对式(1)和式(2)进行离散化可得到磁链的表达式为

根据无差拍原理，以磁链和转矩的给定值作为(k+2)T_s时刻的预测值并联立式(7)和式(8)进行化简。在d-q坐标系内，当ΔT_e一定时，式(10)可以表示为一条直线，式(8)可以表示为圆，如图3所示。

考虑到变流器输出电压与电流的限制，选择图3中对应的幅值较小的N点，记为无差拍电压矢量即参考矢量

联立后可得到N点对应的d-q轴电压

和

如下所示：

其中：

为了得到

的位置角，需将d-q轴电压经过反帕克变换转化到α-β坐标系下得到α轴分量

与β轴分量

此时可以求得

的幅值与位置角。

由上述分析可知，采用无差拍原理，可将价值函数中的定子磁链项与电磁转矩项统一为定子电压项，此时价值函数变为

当变流器直流支撑电容网络发生故障时，变流器中点电压的较大偏移会导致空间矢量平面内中矢量与小矢量幅值和相位发生变化，进而影响***转矩、磁链、电流与中点电压控制性能。为量化中点电压偏移的程度，可定义偏移系数r₁和r₂，有：

具体实施例中，以如图5所示的(1)、(2)扇区为例，如图4所示，当变流器发生中点电压偏移时(偏移系数r₁＝0.5、r₂＝1.5)，功率开关管开通关断状态POO 与ONN对应的小矢量相角不变，幅值发生变化，由V₁₃变为V′₁₃与V″₁₃；功率开关管开通关断状态PON对应的中矢量幅值与相角均会发生变化，由V₂变为V′₂。此时若仍以π/6为间隔划分扇区，将会导致最优电压矢量选择出现偏差。

以参考矢量

位于图4中所示位置为例，若功率开关管开通关断状态PON 与ONN均能够减小中点电压偏移，在传统模型预测转矩控制算法中，V₂与

的距离d₄小于V₁₃与

的距离d₃，所以V₂(ONN)为最优电压矢量；实际上，当变流器发生中点电压偏移时，功率开关管开通关断状态POO与ONN对应的小矢量相角不变，幅值发生变化，由V₁₃变为V′₁₃与V″₁₃；功率开关管开通关断状态 PON对应的中矢量幅值与相角均会发生变化，由V₂变为V′₂。此时，应当根据中矢量的实际相位对扇区进行动态划分，如图4所示，灰色区域为第(1)扇区，白色区域为第(2)扇区。在第(1)扇区内，V″₁₃与

的距离d₁小于V′₂与

的距离d₂，所以V″₁₃(ONN)为实际最优电压矢量。

由上述分析可知，虽然传统模型预测转矩控制算法价值函数中的中点电压项可起到抑制中点电压偏移的作用，但当中点电压偏移幅值较大时，传统算法会导致最优电压矢量的选择出现偏差，进而影响转矩与磁链控制效果。本发明以每一采样周期内中矢量的实际相位为依据对扇区进行动态划分，当偏移系数 r₁＝0.5、r₂＝1.5时，整个空间矢量平面的扇区划分方式如图5所示。

对比图2与图5可知，各扇区内大矢量并未发生变化，小矢量变为两个相位不变而幅值不等的小矢量，中矢量幅值相位均发生改变。因此，需对中小矢量幅值相位进行重新计算。

按照本发明得到中矢量的α-β轴分量即可得到动态划分扇区角度。同理可得两个小矢量的幅值。

由上述分析可知，利用无差拍原理可将价值函数中的定子磁链项与电磁转矩项统一为定子电压项。但此时价值函数中仍存在中点电压项，其权重系数的整定过程仍然较为繁琐。同时，中点电压偏移幅值较大时若仍按传统扇区划分选取距无差拍电压矢量较近的基本电压矢量进行控制，转矩、磁链波动将会较大。

本发明舍去价值函数中的中点电压项，通过合理设置阈值，将中点电压偏移幅值分为I、II两个区域进行控制。当偏移幅值较小时(I区域)，利用改进后的价值函数直接从有限控制集中选择最优电压矢量；当偏移幅值较大时(II区域)，修正中小矢量幅值与相角并对扇区进行动态划分。在此基础上，对有限控制集进行重构，仅保留可减小中点电压偏移的基本矢量。最后通过改进后的价值函数选择最优电压矢量。

(1)I区域控制方式

舍去式(12)中的中点电压项，改进后的价值函数为

此时仍然按照传统算法划分扇区来构建有限控制集，通过式(14)从有限控制集中选择距离无差拍电压矢量

最近的基本矢量作为最优电压矢量。若最优电压矢量为小矢量，则从该小矢量对应的两个功率开关管开通关断状态中选择可以减小中点电压偏移的功率开关管开通关断状态。

(2)II区域控制方式

表1..中点电压II区备选电压矢量

仍然采用式(14)中的价值函数，但需要在当前采样周期内确定中矢量的实际相角并以此为依据对扇区进行动态划分并计算小矢量幅值，如图5所示。由于此时中点电压偏移幅值较大，所以需要以抑制中点电压偏移为主要控制目标。

此时，重构有限控制集，舍去其中不能对中点电压产生影响的大矢量与零矢量，仅保留中矢量与小矢量。重构后的有限控制集如表1所示。此时，通过式 (14)从重构后的有限控制集中选择距离无差拍电压矢量

最近的基本矢量作为最优电压矢量。

综上所述，本发明所提改进模型预测转矩控制算法通过转矩磁链量纲统一、扇区动态划分与有限控制集重构、中点电压偏移幅值分区控制在迅速抑制中点电压偏移的同时实现了对转矩与磁链的精确控制。算法控制框图如图6所示。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种NPC三电平变流器-PMSM***模型预测转矩控制方法，其特征在于：针对NPC三电平变流器-PMSM***，控制方法包括以下步骤：

1)依据变流器直流支撑电容的电容值、单位时间内变流器开关动作次数的参数计算偏移阈值，根据偏移阈值将变流器中两个直流支撑电容的中点电压偏移分为两类区域：

若中点电压偏移小于等于偏移阈值，则中点电压偏移归属于第I区域；

若中点电压偏移大于偏移阈值，则中点电压偏移归属于第II区域；

2)针对第II区域的中点电压偏移，每个采样周期内根据当前中点电压偏移计算变流器的中小矢量的实际幅值与相位，进行扇区动态划分；

3)依据步骤1)中不同区域的控制目标，构建模型预测转矩控制中控制变量的价值函数与由变流器的所有待筛选电压矢量组成的有限控制集，将有限控制集代入价值函数中进行计算得到最小价值函数对应的电压矢量为最优电压矢量，以最优电压矢量作为NPC三电平变流器的输出；

4)根据NPC三电平变流器中各功率开关管状态与每相输出状态之间的关联关系，在最优电压矢量对应的控制时间上加入死区时间，进而输出各个功率开关管的PWM信号到永磁同步电机，实现抑制中点电压偏移的PMSM***模型预测转矩控制控制；

所述的步骤2)中，针对第II区域的中点电压偏移，根据当前采样周期内的中点电压偏移值计算变流器电压矢量中的中矢量与小矢量的实际幅值与相角，其中中矢量的幅值为

小矢量的幅值为V_dc/3，V_dc表示NPC三电平变流器-PMSM***中整流桥输出的整流电压；然后进行扇区动态划分，具体是根据变流器的各个电压矢量绘制空间矢量平面，以空间矢量平面中的中矢量与空间矢量平面的大矢量为扇区间的分界线，将空间矢量平面划分为12个区间不等的扇区；且在上述当前采样周期内，采用以下公式在α-β坐标系下实时更新各个电压矢量：

式中，v_α与v_β分别表示单位采样周期内电压矢量在α-β坐标系下的幅值与相角实际值；v_c1与v_c2分别表示变流器中上直流支撑电容和下直流支撑电容的端电压，上直流支撑电容为连接到整流电压V_dc正极的直流支撑电容，下直流支撑电容为连接到整流电压V_dc负极的直流支撑电容，v_c1-v_c2为中点电压偏移；S_k1，S_k2，S_k3，S_k4表示变流器第k相的四个功率开关管的开通和关断状态，k∈{A，B，C}；

所述的步骤3)中，在第I区域内，控制目标为减小转矩、磁链波动，并考虑减小中点电压偏移，则由所有电压矢量组成有限控制集；在第II区域内，控制目标为减小中点电压偏移，并考虑减小转矩、磁链波动，则仅由小矢量与中矢量组成有限控制集。

2.根据权利要求1所述的一种NPC三电平变流器-PMSM***模型预测转矩控制方法，其特征在于：所述步骤1)中，依据变流器中直流支撑电容的电容值、单位时间内变流器功率开关管的开通关断次数的参数计算阈值，具体为：

式中，v_O为变流器中两个直流支撑电容之间的中点电压；C表示变流器中直流支撑电容的电容值；T_s为采样周期；i_x表示实际负载转矩下相等的任意两相电流值。

3.根据权利要求1所述的一种NPC三电平变流器-PMSM***模型预测转矩控制方法，其特征在于：所述的NPC三电平变流器-PMSM***包括电压源、整流桥、NPC三电平变流器和永磁同步电机；整流桥是由三组二极管组并联构成，每组二极管组是由两个二极管串联构成，三组二极管组的两个二极管之间的连接到电压源；三组二极管组并联输出整流电压V_dc；NPC三电平变流器包括分别代表三相控制的三组功率开关管组和两个直流支撑电容C，两个直流支撑电容C串联后并联于三组功率开关管组，每组功率开关管组是由四个功率开关管与两个箝位二极管构成，四个功率开关管依次串联后，在第一个功率开关管和第二个功率开关管之间引出端以及第三个功率开关管和第四个功率开关管之间引出端的两者之间串联两个箝位二极管，三组功率开关管组的第二个功率开关管之间和第三个功率开关管之间引出端A、B、C分别连接到永磁同步电机的三相控制端，三组功率开关管组的两个箝位二极管之间引出端均连接到两个直流支撑电容C之间中性点O。

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