CN110601638B - 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法 - Google Patents

用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110601638B
CN110601638B CN201910769066.XA CN201910769066A CN110601638B CN 110601638 B CN110601638 B CN 110601638B CN 201910769066 A CN201910769066 A CN 201910769066A CN 110601638 B CN110601638 B CN 110601638B
Authority
CN
China
Prior art keywords
modulation
vector
pwm
modulation ratio
inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910769066.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN110601638A (zh
Inventor
吴平仿
陈双
黄洪剑
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shanghai Dajun Technologies Inc
Original Assignee
Shanghai Dajun Technologies Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shanghai Dajun Technologies Inc filed Critical Shanghai Dajun Technologies Inc
Priority to CN201910769066.XA priority Critical patent/CN110601638B/zh
Publication of CN110601638A publication Critical patent/CN110601638A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110601638B publication Critical patent/CN110601638B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，本方法采用NZPWM调制方法对逆变器进行PWM调制，并合理安排各扇区的参考电压矢量合成顺序和PWM脉冲作用模式；对由NZPWM调制生成的三相调制波进行修正，得到逆变器分界调制比参数，根据调制比参数分别执行NZPWM调制和SVPWM调制；当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用离散PWM调制方法对逆变器进行过调制并分为两个区域，设定两个区域下边界的调制比；根据调制比分别执行两个过调制区域的离散PWM调制，得到期望的PWM波形。本方法有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，抑制电机轴电流幅值，提高电机轴承使用寿命，减小电机逆变***的振动和噪声输出，提升整车驾驶品质。

Description

用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法。
背景技术
通常在电动汽车的内嵌式三相永磁同步电机(PMSM)驱动逆变器调制中，使用脉冲宽度调制(PWM)策略，实现对电机定子电压空间矢量的控制。图1所示为三相逆变器的结构图，对其进行调制的PWM方法有正弦脉宽调制(SPWM)、空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)、离散PWM调制等。若定义逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压。
SPWM的调制波为三相正弦信号，其最大线性调制比为0.7854，远小于1，从而其输出电压最大值降低，输出功率峰值大大受限。SVPWM调制时最大线性调制比为0.9069，从而比SPWM具有更大的输出电压能力，输出电压提升约15.47％。另一方面，SVPWM可由SPWM经三次谐波注入得到，SVPWM的三次谐波在三相对称负载中可以互相抵消，即注入的三次谐波对输出电流没有谐波危害的负面影响，相反，SVPWM逆变***谐波性能还可以得到进一步提升。综合考虑谐波性能和输出电压能力，工程实践中，通常选择SVPWM进行逆变器调制。
图2所示为PWM调制电压矢量扇区划分和合成参考矢量的基本电压矢量图，在各基本矢量作用下，得到SVPWM调制逆变器输出的共模电压见表1，
表1：
基本矢量 V<sub>0</sub>(000) V<sub>1</sub>(100) V<sub>2</sub>(110) V<sub>3</sub>(010) V<sub>4</sub>(011) V<sub>5</sub>(001) V<sub>6</sub>(101) V<sub>7</sub>(111)
共模电压 -U<sub>DC</sub>/2 -U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/6 -U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/6 -U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/6 U<sub>DC</sub>/2
由表1可见，最大共模电压±UDC/2出现在零矢量V7和V0处，图3示出了SVPWM调制第一扇区脉冲作用模式及输出的共模电压，其中，uao、ubo、uco为相电压，uab、ubc、uca为线电压，ucmv为共模电压。共模电压经电机内部的耦合电容会在电机的转轴上产生轴电压，同时会通过电机的转轴轴承产生轴电流，对轴承进行电腐蚀，增大轴承的磨损，减少轴承的使用寿命，且伴随有共模干扰现象，加重电机逆变***的振动和噪声输出，影响整车驾驶品质(NVH)。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，本方法克服传统电机逆变器调制的缺陷，有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，抑制电机轴电流幅值，提高电机轴承使用寿命，减小电机逆变***的振动和噪声输出，提升整车驾驶品质。
为解决上述技术问题，本发明用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法包括如下步骤：
步骤一、设定逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压；
采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，其参考电压矢量合成选择邻近的两个非零矢量V1、V2和两个非零相反矢量V3、V6，并使其两个非零相反矢量V3和V6分别作用相同的时间来等效零矢量的作用，利用伏秒平衡原理，计算各电压矢量作用时间：
Figure GDA0002907267100000021
其中，Tz为载波周期，T1、T2、T3、T6分别为电压矢量V1、V2、V3、V6的作用时间，设定电压矢量作用顺序为V3、V2、V1、V6、V1、V2、V3，由电压矢量作用顺序得到对应的作用时间顺序为T3、T2、T1、T6、T1、T2、T3，计算U相调制波为TU＝T2+T1+T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，V相调制波为TV＝T3+T2，其中T3对应零矢量时间T0/2，W相调制波为TZ＝T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，则三相调制波的有效作用时间为第一扇区三相PWM脉冲作用模式；
其中，各电压矢量分别定义为V1代表100、V2代表110、V3代表010、V4代表011、V5代表001、V6代表101；
步骤二、对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，设逆变器死区时间和最小脉宽时间的和为Tmin，使用Tpu＝Tmin/Tz表示其标幺值，为满足共模电压输出抑制条件，对T1和T2进行约束，约束条件为T1<Tmin、T2<Tmin，得到采用无零矢量PWM调制方法中用Tpu表示的逆变器分界调制比参数为MI1和MI2，其中MI2>MI1，当调制比范围为MI1≤MI<MI2时，无零矢量PWM调制方法有效，当调制比范围为0≤MI<MI1时，采用SVPWM调制方法对逆变器进行PWM调制；
步骤三、对T1和T2进行约束后，调制第一扇区各电压矢量作用时间具有如下形式：
Figure GDA0002907267100000031
Figure GDA0002907267100000032
其中，usα、usβ分别为两相静止坐标系电压，式(3)为参考电压矢量所处位置区域0～30°，式(4)为参考电压矢量所处位置区域30～60°，根据式(3)和式(4)，结合第一扇区三相PWM脉冲作用模式，计算逆变器U相调制波为TU＝T2+T1+T6、V相调制波为TV＝T3+T2、W相调制波为TZ＝T6；
步骤四、无零矢量PWM调制方法在第一扇区的一个开关周期内形成两个相位相差180°、周期均为载波周期Tz、幅度均为1的三角调制波形，由参考电压矢量所在扇区选择两个相位相差180°的三角载波，对三相调制波进行调制，得到期望的PWM波形；
步骤五、当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用60°连续调制的离散PWM调制方法对逆变器进行过调制，其零矢量选择规则为在以基本电压矢量V1、V3、V5为中心的60°扇区内选用零矢量V7，在以基本电压矢量V2、V4、V6为中心的60°扇区内选用零矢量V0，将离散PWM过调制分为两个区域，设第一过调制区下边界的调制比为MI3，第二过调制区下边界的调制比为MI4；
步骤六、根据第一过调制区的定子电压矢量轨迹，在控制角αr内将超过正六边形的定子电压矢量幅度修正至正六边形，在控制角αr外不做修正，在整个周期内，保持电压相位的跟随，且控制角αr与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000041
其中，MI为调制比；
步骤七、根据第二过调制区的定子电压矢量轨迹，在保持角αh内，电压矢量处于六边形顶点，在保持角αh外，对电压矢量角度进行修正，第一扇区相位修正为：
Figure GDA0002907267100000042
其中，θs电压矢量角度；
保持角αh与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000043
其中，MI为调制比；
步骤八、根据式(5)和式(7)，控制角αr与调制比为递减关系，保持角αh与调制比为递增关系，由式(5)和式(7)计算得到MI3和MI4的值；
步骤九、当调制比范围为MI2≤MI<MI3时，使用离散PWM调制方法对逆变器进行调制，当MI3≤MI<MI4时，使用第一过调制区的调制方法进行调制，当MI4≤MI<1时，使用第二过调制区的调制方法进行调制。
进一步，上述步骤五中，第一过调制区下边界的调制比MI3根据式(1)取
Figure GDA0002907267100000044
计算得到，第二过调制区下边界的调制比MI4根据式(7)取αh＝0计算得到。
进一步，当调制比范围从0≤MI<MI1切换至MI1≤MI<MI2时，设置切换的第一滞环区域，第一滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行SVPWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs1，得到调制比MIs1＝Vs1/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs2，得到调制比MIs2＝Vs2/(2UDC/π)；
第三步：计算第一滞环区域宽度MIs＝max(MIs1,MIs2)-min(MIs1,MIs2)；
第四步：计算第一滞环区域上限为MI1+MIs，第一滞环区域下限选择为MI1；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量并观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第一滞环区域上限为MI1+MIs+ΔMI，记为MI1'，ΔMI为极小正数，返回第五步；
第七步：结束；
当调制比范围从MI1≤MI<MI2切换至MI2≤MI<MI3时，设置切换的第二滞环区域，第二滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行离散PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs11，得到调制比MIs11＝Vs11/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs21，得到调制比MIs21＝Vs21/(2UDC/π)；
第三步：计算第二滞环区域宽度MIs1＝max(MIs11,MIs21)-min(MIs11,MIs21)；
第四步：计算第二滞环区域下限为MI2-MIs1，第二滞环区域上限选择为MI2；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第二滞环区域下限为MI2-MIs1-ΔMI1，记为MI'2，ΔMI1为极小正数，返回第五步；
第七步：结束。
进一步，设定第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件，在第一滞环区域，当MI<MI1时，执行SVPWM调制，当MI>MI1'时，进入第二滞环区域判断；在第二滞环区域，当MI<MI'2时，执行无零矢量PWM调制，当MI>MI2时，对MI<MI3进行判断，如是执行离散PWM调制，如否，对MI<MI4进行判断，如是，执行第一过调制区的离散PWM调制，如否，执行第二过调制区的离散PWM调制。
由于本发明用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法采用了上述技术方案，即本方法采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，并合理安排各扇区的参考电压矢量合成顺序和PWM脉冲作用模式；对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，得到逆变器分界调制比参数，根据调制比参数分别执行无零矢量PWM调制和SVPWM调制；当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用离散PWM调制方法对逆变器进行过调制并分为两个区域，设定两个区域下边界的调制比；根据调制比分别执行两个过调制区域的离散PWM调制，得到期望的PWM波形。本方法克服传统电机逆变器调制的缺陷，有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，抑制电机轴电流幅值，提高电机轴承使用寿命，减小电机逆变***的振动和噪声输出，提升整车驾驶品质。
附图说明
下面结合附图和实施方式对本发明作进一步的详细说明：
图1为三相逆变器的结构示意图；
图2为电机PWM调制电压矢量扇区划分和合成参考矢量示意图；
图3为SVPWM调制第一扇区脉冲作用模式及输出的共模电压示意图；
图4为本方法中无零矢量PWM调制第一扇区PWM脉冲作用模式示意图；
图5为本方法中无零矢量PWM第一扇区三角脉冲调制波形示意图；
图6为本方法中第一过调制区电压矢量轨迹示意图；
图7为本方法中第二过调制区电压矢量轨迹示意图；
图8为本方法中第一和第二过调制区的控制角/保持角与调制比MI关系示意图；
图9为本方法中第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件框图；
图10为SPWM/SVPWM/离散PWM调制输出谐波含量对比示意图。
具体实施方式
本发明用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法包括如下步骤：
步骤一、设定逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压；
采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，其参考电压矢量合成选择邻近的两个非零矢量V1、V2和两个非零相反矢量V3、V6，并使其两个非零相反矢量V3和V6分别作用相同的时间来等效零矢量的作用，例如，如图2所示，参考电压矢量Vs在第一扇区，利用非零电压矢量V1、V2用来合成参考电压矢量Vs，矢量V3和V6分别作用相同的时间来代替零矢量；
利用伏秒平衡原理，计算各电压矢量作用时间：
Figure GDA0002907267100000071
其中，Tz为载波周期，T1、T2、T3、T6分别为电压矢量V1、V2、V3、V6的作用时间，设定电压矢量作用顺序为V3、V2、V1、V6、V1、V2、V3，由电压矢量作用顺序得到对应的作用时间顺序T3、T2、T1、T6、T1、T2、T3，计算U相调制波为TU＝T2+T1+T6，其中T6对应零矢量时间T0/2)，V相调制波为TV＝T3+T2，其中T3对应零矢量时间T0/2，W相调制波为TZ＝T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，则三相调制波的有效作用时间为第一扇区三相PWM脉冲作用模式；
无零矢量PWM调制各扇区的参考电压矢量作用顺序如表2所示，PWM脉冲作用模式如图4所示，理论上，图4的三相脉冲安排时序，共模电压可降低至±UDC/6；
表2:
Figure GDA0002907267100000072
其中，各电压矢量分别定义为V1代表100、V2代表110、V3代表010、V4代表011、V5代表001、V6代表101；
步骤二、从图4可以看出，线电压uab、ubc存在翻转现象，当翻转之间的零电平持续时间较短时，电机端可能存在过压现象，共模电压抑制失效，特别是当***逆变器IGBT死区时间、并考虑最小脉宽时间的限制后，这种情况将会发生并恰好出现在非零电压矢量V1的作用时间T1和非零电压矢量V2的作用时间T2较小的时候，因此，对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，设逆变器死区时间和最小脉宽时间的和为Tmin，使用Tpu＝Tmin/Tz表示其标幺值，为满足共模电压输出抑制条件，对T1和T2进行约束，约束条件为T1<Tmin、T2<Tmin，得到采用无零矢量PWM调制方法中用Tpu表示的逆变器分界调制比参数为MI1和MI2，其中MI2>MI1，当调制比范围为MI1≤MI<MI2时，无零矢量PWM调制方法有效，当调制比范围为0≤MI<MI1时，采用SVPWM调制方法对逆变器进行PWM调制；
步骤三、对T1和T2进行约束后，调制第一扇区各电压矢量作用时间具有如下形式：
Figure GDA0002907267100000081
Figure GDA0002907267100000082
其中，usα、usβ分别为两相静止坐标系电压，式(3)为参考电压矢量所处位置区域0～30°，式(4)为参考电压矢量所处位置区域30～60°，根据式(3)和式(4)，结合第一扇区三相PWM脉冲作用模式，计算逆变器U相调制波为TU＝T2+T1+T6、V相调制波为TV＝T3+T2、W相调制波为TZ＝T6；
步骤四、如图5所示，无零矢量PWM调制方法在第一扇区的一个开关周期内形成两个相位相差180°、周期均为载波周期Tz、幅度均为1的三角调制波形，由参考电压矢量所在扇区选择两个相位相差180°的三角载波，对三相调制波进行调制，得到期望的PWM波形；
图5所示为无零矢量PWM调制方法的第一扇区一个开关周期内的脉冲调制波形，其载波频率为10KHz，其中，UpDuty、VpDuty、WpDuty为逆变器上桥U、V、W三相调制波，UWTri为U、W相载波，VTri为V相载波，PWM1、PWM3、PWM5为U、V、W三相PWM脉冲；根据图4的脉冲安排方式，使用图5所示的两个三角载波对三相调制波进行调制，就可以得到期望的PWM波形；
步骤五、当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用60°连续调制的离散PWM调制方法对逆变器进行过调制，其零矢量选择规则为在以基本电压矢量V1、V3、V5为中心的60°扇区内选用零矢量V7，在以基本电压矢量V2、V4、V6为中心的60°扇区内选用零矢量V0，将离散PWM过调制分为两个区域，设第一过调制区下边界的调制比为MI3，第二过调制区下边界的调制比为MI4；
在电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，随着调制比的增加，离散PWM调制的电压增益特性明显优于SVPWM调制，即随着调制比的增加，离散PWM调制的电压输出线性度优于SVPWM调制，为了使在过调制区输出电压尽可能接近基波电压，且输出电压谐波尽可能小，将离散PWM过调制分为两个过调制区域，从而可对两个过调制区域分别施以不同的控制策略；
步骤六、如图6所示，根据第一过调制区的定子电压矢量轨迹，在控制角αr内将超过正六边形的定子电压矢量幅度修正至正六边形(见图中粗实线)，在控制角αr外不做修正，在整个周期内，保持电压相位的跟随，且控制角αr与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000091
其中，MI为调制比；
步骤七、如图7所示，根据第二过调制区的定子电压矢量轨迹，在保持角αh内，电压矢量处于六边形顶点，在保持角αh外，对电压矢量角度进行修正，第一扇区相位修正为：
Figure GDA0002907267100000092
其中，θs电压矢量角度；
保持角αh与调制比具有如下关系：
Figure GDA0002907267100000093
其中，MI为调制比；
步骤八、如图8所示，根据式(5)和式(7)，控制角αr与调制比为递减关系，保持角αh与调制比为递增关系，由式(5)和式(7)计算得到MI3和MI4的值；
步骤九、当调制比范围为MI2≤MI<MI3时，使用离散PWM调制方法对逆变器进行调制，当MI3≤MI<MI4时，使用第一过调制区的调制方法进行调制，当MI4≤MI<1时，使用第二过调制区的调制方法进行调制。
本方法随着调制比的变化，逆变器在不同的调制策略中进行切换控制，整个调制策略形成一个连续的整体，在不同的调制比阶段，将发挥各个子调制策略的优势，消除对***影响较大的不利因素，取得电机逆变***的优化性能输出。即在调制比2段，降低共模电压，在调制比3段，降低电流谐波含量和逆变器切换损耗，在调制比4段和5段，提高电压和功率的输出能力，本方法不仅可以达到上述控制效果，还可以起到降低***共模干扰的作用。
优选的，上述步骤五中，第一过调制区下边界的调制比MI3根据式(1)取
Figure GDA0002907267100000101
计算得到，第二过调制区下边界的调制比MI4根据式(7)取αh＝0计算得到。
优选的，为避免无零矢量PWM算法与其它算法之间切换的抖动，设置切换的滞环区域，降低切换损耗，当调制比范围从0≤MI<MI1切换至MI1≤MI<MI2时，设置切换的第一滞环区域，第一滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行SVPWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs1，得到调制比MIs1＝Vs1/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs2，得到调制比MIs2＝Vs2/(2UDC/π)；
第三步：计算第一滞环区域宽度MIs＝max(MIs1,MIs2)-min(MIs1,MIs2)；
第四步：计算第一滞环区域上限为MI1+MIs，第一滞环区域下限选择为MI1；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量并观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第一滞环区域上限为MI1+MIs+ΔMI，记为MI1'，ΔMI为极小正数，返回第五步；
第七步：结束；
当调制比范围从MI1≤MI<MI2切换至MI2≤MI<MI3时，设置切换的第二滞环区域，第二滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行离散PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs11，得到调制比MIs11＝Vs11/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs21，得到调制比MIs21＝Vs21/(2UDC/π)；
第三步：计算第二滞环区域宽度MIs1＝max(MIs11,MIs21)-min(MIs11,MIs21)；
第四步：计算第二滞环区域下限为MI2-MIs1，第二滞环区域上限选择为MI2；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第二滞环区域下限为MI2-MIs1-ΔMI1，记为MI'2，ΔMI1为极小正数，返回第五步；
第七步：结束。
优选的，如图9所示，设定第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件，在第一滞环区域，当MI<MI1时，执行SVPWM调制，当MI>MI1'时，进入第二滞环区域判断；在第二滞环区域，当MI<MI'2时，执行无零矢量PWM调制，当MI>MI2时，对MI<MI3进行判断，如是执行离散PWM调制，如否，对MI<MI4进行判断，如是，执行第一过调制区的离散PWM调制，如否，执行第二过调制区的离散PWM调制。
对于SVPWM和离散PWM调制，在载波大小相同的情况下进行逆变器中IGBT元件的开关切换损耗和输出谐波对比，在线性区SVPWM调制的开关切换次数为离散PWM调制的开关切换次数的1.5倍，但电流谐波含量SVPWM调制明显优于离散PWM调制。为了得到更优的切换损耗和谐波输出性能，且兼顾受调制比参数约束的各调制方法之间的切换，可以提高离散PWM调制的载波到1.5倍，则满足开关切换不增加切换损耗的情况下，得到输出谐波性能的提升。如图10所示为载波提高1.5倍后的SPWM/SVPWM/离散PWM随调制比MI变化的电流谐波图形，图中可以看出，相同条件下，在线性调制范围(MI＝0～0.9069)，SPWM调制比SVPWM调制具有更高的谐波含量，随着调制比的增加，SPWM的谐波含量越来越大，在调制比MI大于约0.68时，离散PWM调制有比SVPWM调制更低的谐波输出含量。事实上，根据电机控制器的散热能力，一般可提高载波在1.0～1.5倍之间，也可以得到相对较小的开关切换损耗，但谐波含量有些许提高，以满足逆变器的散热性能和谐波含量为准。但是，首先要满足无零矢量PWM调制与离散PWM调制切换时的调制比约束，即优先满足无零矢量PWM的上限调制比限制。
本方法用于电动汽车电机逆变驱动***中，有效降低在零矢量时的共模电压输出幅度，电机轴电流幅值得到有效抑制，NZPWM调制(无零矢量PWM)可以较好的弥补这个方面的不足，因此，本方法NZPWM调制采用其它基本矢量代替零矢量，进行零矢量替代工作。其中，NZPWM技术可以降低电机驱动***的共模电压峰值，从而降低共模电流，延长电机轴承的使用寿命，且能抑制***的共模干扰；离散PWM技术的应用，在IGBT开关切换损耗减小的同时，逆变器输出电流谐波含量明显减少；而离散PWM的过调制技术，有效的提高电机控制器输出电压约10.3％，从而其峰值功率也得到较大的提升，满足车辆瞬时的加速性能要求。

Claims (4)

1.一种用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于本方法包括如下步骤：
步骤一、设定逆变器调制比为：
MI＝Vs/(0.6366UDC) (1)
其中，Vs为电机定子参考电压矢量，UDC为直流母线电压；
采用无零矢量PWM调制方法对逆变器进行PWM调制，其参考电压矢量合成选择邻近的两个非零矢量V1、V2和两个非零相反矢量V3、V6，并使其两个非零相反矢量V3和V6分别作用相同的时间来等效零矢量的作用，利用伏秒平衡原理，计算各电压矢量作用时间：
Figure FDA0002907267090000011
其中，Tz为载波周期，T1、T2、T3、T6分别为电压矢量V1、V2、V3、V6的作用时间，设定电压矢量作用顺序为V3、V2、V1、V6、V1、V2、V3，由电压矢量作用顺序得到对应的作用时间顺序为T3、T2、T1、T6、T1、T2、T3，计算U相调制波为TU＝T2+T1+T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，V相调制波为TV＝T3+T2，其中T3对应零矢量时间T0/2，W相调制波为TZ＝T6，其中T6对应零矢量时间T0/2，则三相调制波的有效作用时间为第一扇区三相PWM脉冲作用模式；
其中，各电压矢量分别定义为V1代表100、V2代表110、V3代表010、V4代表011、V5代表001、V6代表101；
步骤二、对由无零矢量PWM调制生成的三相调制波进行修正，设逆变器死区时间和最小脉宽时间的和为Tmin，使用Tpu＝Tmin/Tz表示其标幺值，为满足共模电压输出抑制条件，对T1和T2进行约束，约束条件为T1<Tmin、T2<Tmin，得到采用无零矢量PWM调制方法中用Tpu表示的逆变器分界调制比参数为MI1和MI2，其中MI2>MI1，当调制比范围为MI1≤MI<MI2时，无零矢量PWM调制方法有效，当调制比范围为0≤MI<MI1时，采用SVPWM调制方法对逆变器进行PWM调制；
步骤三、对T1和T2进行约束后，第一扇区各电压矢量作用时间具有如下形式：
Figure FDA0002907267090000021
Figure FDA0002907267090000022
其中，usα、usβ分别为两相静止坐标系电压，式(3)为参考电压矢量所处位置区域0～30°，式(4)为参考电压矢量所处位置区域30～60°，根据式(3)和式(4)，结合第一扇区三相PWM脉冲作用模式，计算逆变器U相调制波为TU＝T2+T1+T6、V相调制波为TV＝T3+T2、W相调制波为TZ＝T6；
步骤四、无零矢量PWM调制方法在第一扇区的一个开关周期内形成两个相位相差180°、周期均为载波周期Tz、幅度均为1的三角调制波形，由参考电压矢量所在扇区选择两个相位相差180°的三角载波，对三相调制波进行调制，得到期望的PWM波形；
步骤五、当电压矢量从线性调制区跨入过调制区后，采用60°连续调制的离散PWM调制方法对逆变器进行过调制，其零矢量选择规则为在以基本电压矢量V1、V3、V5为中心的600扇区内选用零矢量V7，在以基本电压矢量V2、V4、V6为中心的600扇区内选用零矢量V0，将离散PWM过调制分为两个区域，设第一过调制区下边界的调制比为MI3，第二过调制区下边界的调制比为MI4；
步骤六、根据第一过调制区的定子电压矢量轨迹，在控制角αr内将超过正六边形的定子电压矢量幅度修正至正六边形，在控制角αr外不做修正，在整个周期内，保持电压相位的跟随，且控制角αr与调制比具有如下关系：
Figure FDA0002907267090000023
其中，MI为调制比；
步骤七、根据第二过调制区的定子电压矢量轨迹，在保持角αh内，电压矢量处于六边形顶点，在保持角αh外，对电压矢量角度进行修正，第一扇区相位修正为：
Figure FDA0002907267090000031
其中，θs电压矢量角度；
保持角αh与调制比具有如下关系：
Figure FDA0002907267090000032
其中，MI为调制比；
步骤八、根据式(5)和式(7)，控制角αr与调制比为递减关系，保持角αh与调制比为递增关系，由式(5)和式(7)计算得到MI3和MI4的值；
步骤九、当调制比范围为MI2≤MI<MI3时，使用离散PWM调制方法对逆变器进行调制，当MI3≤MI<MI4时，使用第一过调制区的调制方法进行调制，当MI4≤MI<1时，使用第二过调制区的调制方法进行调制。
2.根据权利要求1所述的用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于：步骤五中，第一过调制区下边界的调制比MI3根据式(1)取
Figure FDA0002907267090000033
计算得到，第二过调制区下边界的调制比MI4根据式(7)取αh＝0计算得到。
3.根据权利要求1或2所述的用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于：当调制比范围从0≤MI<MI1切换至MI1≤MI<MI2时，设置切换的第一滞环区域，第一滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行SVPWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs1，得到调制比MIs1＝Vs1/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs2，得到调制比MIs2＝Vs2/(2UDC/π)；
第三步：计算第一滞环区域宽度MIs＝max(MIs1,MIs2)-min(MIs1,MIs2)；
第四步：计算第一滞环区域上限为MI1+MIs，第一滞环区域下限选择为MI1；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI1，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量并观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第一滞环区域上限为MI1+MIs+ΔMI，记为MI1'，ΔMI为极小正数，返回第五步；
第七步：结束；
当调制比范围从MI1≤MI<MI2切换至MI2≤MI<MI3时，设置切换的第二滞环区域，第二滞环区域按如下步骤设置：
第一步：电机转矩闭环控制并仅运行离散PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs11，得到调制比MIs11＝Vs11/(2UDC/π)；
第二步：电机转矩闭环控制并仅运行无零矢量PWM调制，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，记录输出电压矢量幅度最大值，记为Vs21，得到调制比MIs21＝Vs21/(2UDC/π)；
第三步：计算第二滞环区域宽度MIs1＝max(MIs11,MIs21)-min(MIs11,MIs21)；
第四步：计算第二滞环区域下限为MI2-MIs1，第二滞环区域上限选择为MI2；
第五步：电机转矩闭环运行，扫描不同的速度-转矩点的组合(ω,T)，使调制比为MI2，并上下拉动调制比运行，采集调制比变量观察是否有突变，若有突变，执行第六步；若无突变，执行第七步；
第六步：修正第二滞环区域下限为MI2-MIs1-ΔMI1，记为MI'2，ΔMI1为极小正数，返回第五步；
第七步：结束。
4.根据权利要求3所述的用于电动汽车电机逆变器的PWM调制方法，其特征在于：设定第一滞环区域和第二滞环区域的判断条件，在第一滞环区域，当MI<MI1时，执行SVPWM调制，当MI>MI′1时，进入第二滞环区域判断；在第二滞环区域，当MI<MI'2时，执行无零矢量PWM调制，当MI>MI2时，对MI<MI3进行判断，如是执行离散PWM调制，如否，对MI<MI4进行判断，如是，执行第一过调制区的离散PWM调制，如否，执行第二过调制区的离散PWM调制。
CN201910769066.XA 2019-08-20 2019-08-20 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法 Active CN110601638B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910769066.XA CN110601638B (zh) 2019-08-20 2019-08-20 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910769066.XA CN110601638B (zh) 2019-08-20 2019-08-20 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110601638A CN110601638A (zh) 2019-12-20
CN110601638B true CN110601638B (zh) 2021-06-01

Family

ID=68854795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910769066.XA Active CN110601638B (zh) 2019-08-20 2019-08-20 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110601638B (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110784143B (zh) * 2019-11-04 2021-03-09 哈尔滨工业大学 永磁同步电机无电解电容驱动器电压边界优化过调制方法
CN111555681B (zh) * 2020-05-26 2021-09-21 郑州轻工业大学 非零插补单传感器脉冲宽度调制方法
EP4207583A4 (en) * 2020-10-20 2024-02-28 Nanjing Chervon Industry Co., Ltd. POWER TOOL
CN112671310B (zh) * 2020-12-09 2022-12-02 蔚然（南京）动力科技有限公司 电机控制方法及功率集成单元
CN114977862A (zh) * 2021-02-24 2022-08-30 华为数字能源技术有限公司 一种共模电压调整方法、装置及控制***
CN113054844B (zh) * 2021-04-28 2022-05-31 西安工业大学 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法
CN113271027B (zh) * 2021-07-12 2021-09-17 希望森兰科技股份有限公司 一种二极管钳位的三电平逆变器高性能同步过调制算法
CN113949304A (zh) * 2021-10-19 2022-01-18 浙江德升新能源科技有限公司 一种pcs并联共模环流的下垂控制方法
CN115622436B (zh) * 2022-12-20 2023-04-07 西安领充创享新能源科技有限公司 逆变电路控制方法、装置及逆变模块
CN116633185B (zh) * 2023-07-19 2023-11-10 南京理工大学 一种升压型并网逆变器及其控制方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4893152B2 (ja) * 2006-08-15 2012-03-07 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
JP4893151B2 (ja) * 2006-08-15 2012-03-07 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
CN101505111B (zh) * 2009-03-11 2010-12-08 株洲南车时代电气股份有限公司 一种三电平空间矢量的过调制方法及***
CN102361407B (zh) * 2011-10-20 2013-01-02 四川科陆新能电气有限公司 一种电压空间矢量脉宽调制方法
CN105245123B (zh) * 2015-10-16 2017-10-20 燕山大学 三相中点钳位三电平逆变器一维调制共模电流抑制方法
CN107070361B (zh) * 2017-03-30 2019-02-12 沈阳工业大学 一种降低六相电动机共模电压的svpwm控制方法
CN108696166A (zh) * 2018-06-20 2018-10-23 合肥工业大学 一种三电平变流器的虚拟空间矢量脉宽调制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN110601638A (zh) 2019-12-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110601638B (zh) 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法
US6819078B2 (en) Space vector PWM modulator for permanent magnet motor drive
JP5689557B2 (ja) 電力変換装置
US10103675B2 (en) Control device of alternating-current electric motor
CN110768553B (zh) 用于电动汽车逆变器的组合型无零矢量过调制方法
CN108418489B (zh) 抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法
JP2010279176A (ja) 電動機駆動装置の制御装置
Wang et al. A novel lookup table based direct torque control for OW-PMSM drives
WO2020045636A1 (ja) 回転電機制御装置
WO2021145029A1 (ja) 回転電機制御装置
WO2021131203A1 (ja) 回転電機制御装置
Yun et al. Simple overmodulation scheme for improved dynamic performance of IPMSM
JP2011160529A (ja) 回転電機制御装置
WO2023281285A1 (ja) モータ制御方法、モータ制御装置
JP2005168140A (ja) モータ制御装置及びその制御方法
Jidin et al. Improvement of Torque Capability of Direct Torque Control of Induction Machines
Ngo et al. A novel direct torque control strategy for interior permanent magnet synchronous motors driven by a three-level simplified neutral point clamped inverter
JP7317064B2 (ja) 回転電機制御装置
Zhang et al. An enhanced SVPWM method of suppressing common-mode voltage in dual three-phase motor
Srivastava et al. Comparative analysis of two-level &; three-level SVPWM based DTC IM drives
JP3580133B2 (ja) 電動機制御装置
JP4697016B2 (ja) 多相回転電機の制御装置
Wang et al. A novel intermittent high-frequency square-wave injection of ipmsm sensorless drive for eliminating inverter dead time nonlinear effect
JP2022111538A (ja) 交流電動機の制御装置
JP4455275B2 (ja) 多重インバータのモータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant